Discussion autour des inverseurs Long Tail Pair

[Marcus Marcus]

Bonjour,

Je voudrais ouvrir la discussion autour du déphaseur Long Tail Pair, pour regrouper toutes les questions et exemples qu'il peut y avoir sur ce déphaseur :
Les différents tubes utilisés
Différentes variantes
La rétroaction
Ceux à source de courant
Les cascodés
Etc...

Je commence donc avec celui que je souhaite fabriquer (voir le schéma en photo).
Ma première question est de savoir si ce système reste équilibré au fil du temps.
Sinon comment un tel déphaseur derive t-il ?
Svp[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

[francis ibre]

Bonjour Marcus,

avant de voir comment ce déphaseur dérive, je te propose de commencer par le faire fonctionner correctement...

D'après ton schéma ci-dessus, les points de repos des triodes sont à Ua = 42 V, polarisation Ugk = –3,1 V environ, Ia = 1,03 mA
En ce point la 6N6P présente une pente de 2 mA/V et une résistance interne de 8 kO, avec un µ de 16, ce qui en fait une "mauvaise" ECC82...
Et le point de repos étant très bas dans l'arrondi des courbes, la moindre variation de polarisation va introduire une différence important dans les courants de repos et dans les résistances internes des deux triodes...

Pourquoi choisir un tube à forte pente si c'est pour obtenir ça ????

Un autre point discutable est la valeur des Rg de 510 ko, qui avec le courant grille de ces triodes, va créer une tension positive sur les grilles, perturbant la polarisation.
Note bien que ce courant de grille est très variable en fonction de la fabrication, de l'échauffement, du vieillissement...

Parlons un peu de dérive : dans une double-triode, je n'ai jamais vu les deux triodes vieillir de la même façon ni à la même vitesse.
Le déphaseur de Schmitt polarise les deux triodes à partir d'une résistance de cathode commune : la conséquence immédiate est qu'en partant d'un déphaseur "équilibré" en continu lorsque le tube est neuf, il est à peu près certain qu'après quelques mois, les courants de repos ne seront plus équilibrés.

Ce n'est pas gênant si au départ les points de repos ont été choisis "large", avec par exemple 15 mA par triode : le tube est très linéaire autour de ce point, et en passant à 12 mA ou 18 mA ça ne changera quasiment pas la Ri ni la pente, ni le µ du tube : les signaux de sorties restent égaux, bien que le déphaseur soit un peu déséquilibré en continu...
Au contraire, avec un courant de repos de 1 mA, si on dérive vers 0,8 mA d'un côté et 1,2 de l'autre, on aura une triode à 12 kO et l'autre à 7 kO environ, et des µ de 15 et 18...

Encore un détail : quand je vois les Ra légèrement différentes pour "égaliser" les gains des deux branches, ça me fait sourire (sans aucune ironie) : on cherche à appairer les gains à 1%, alors qu'on ignore totalement que les deux µ des deux triodes sont "très" différents ? (parfois 20%, ainsi que les Ri).

Quelques éléments de calcul simple : le gain entre grille d'entrée et chacune des sorties est très proche de : Gd = µRa / [ 2 (Ri + Ra) ]

Dans ton cas, avec la 6N6P au point de repos ci-dessus, ça donne une amplification de 8,5... théoriquement...
Mais ça pourrait donner 7,2 d'un côté et... 8,8 de l'autre !

Chaque fois qu'on vient à parler du déphaseur de Schmitt, je penche un peu plus encore vers le cathodyne !

Francis

[Marcus Marcus]

Bonjour Francis, merci pour ta réponse.
Toutefois il ne s'agit pas du 6n6p mais bien du 6n2p-ev plus proche du ecc83 ou du 12ax7 avec lequel j'ai fait mon calcul sur ampbooks.com.
Je pensais utiliser le Schmitt car il me permet d'utiliser un condensateur de liaison de moins qu'avec le cathodyne.
Je comptais l'utiliser avec un cathode follower directement couplé.
Effectivement le cathodyne me séduisait pour sa stabilité.
A plus tard

[francis ibre]

Marcus,

Oh pardon !
Pourquoi ai-je lu "6N6P" ??? ma vue baisse...

Mais alors... ça ne va toujours pas !

- la Rk total est de Rk = 1,5 + 47 + 1 = 49,5 kO

- la tension de cathode est donc de Uk = Itot x 49500 = 0,00207 x 49500 = 102,465 V

- la tension d'anode pour la triode 1 est : Ua = Ub – (Ra x Ia) = 300 – (150 000 x 0,00104) = 300 – 156 = 144 V

- la tension anode/cathode du tube est donc Uak = Ua – Uk = 144 – 102,465 = 41,5 V... c'est bien peu...

- la polarisation grille est donnée par la Rk de 1,5 kO parcourue par le courant total de 1,4 + 1,03 mA = 2,07 mA
On a donc Ugk = 1500 x 0,00207 = 3,1 V

Bon... et bien si je regarde bien le réseau du tube 6N2P je n'arrive pas à placer un point de repos à Ua = 42 V, Ugk = –3 V et Ia = 1 mA...

Pour avoir 1 mA sous polarisation de –3 V il faudrait une tension d'anode de +310 V... au-dessus de la cathode !
Donc 354 V aux anodes... et donc une HT de +500 V !!!

Inversement, obtenir 1 mA sous 42 V impose une polarisation de seulement –0,1 V environ...

Concrètement : 1 mA, sous Ua = 80 V, avec polarisation à –0,5 V serait pas mal du tout.
Il faudrait donc Rk1 = 250 ohms seulement...
Les anodes seraient à +176,5 V environ, donc la HT à 332,5 V précisément

Voili voilou
Francis

[jaja75]

Bonjour

Je pensais utiliser le Schmitt car il me permet d'utiliser un condensateur de liaison de moins qu'avec le cathodyne.

Non! Le nombre de condos est le même au total : le condo de découplage de grille de la triode droite, bien que n'étant pas employé en "liaison", est parcouru par le signal audio. Il doit avoir les mêmes qualités audio que ceux de liaison.

C'est d'ailleurs ce condo que Pierre Loyez (au milieu des années 50) a voulu supprimer, le conduisant à inventer (breveter) le déphaseur Loyez, en remplaçant un condo par une triode.

Comme Francis, je préfère le cathodyne, après avoir fait de nombreuses comparaisons techniques et écoutes. N'ayant pas de gain, il faut ajouter un étage d'amplification en tension devant, mais au total on a bien 2 triodes, comme le Schmitt. Et la bande passante est largement en faveur du cathodyne.

La liaison directe, en Schmitt comme en cathodyne, pose deux problèmes :
- accumulation des dérives de vieillissement des tubes
- contraintes sur le choix des points de fonctionnement : Vp tube précédent = Vg/masse électrique du déphaseur. Le maintient d'un condo de liaison permet de choisir les points de fonctionnement indépendamment l'un de l'autre. Et si le condo est bien choisi, cela ne s'entend pas. Attention toutefois, l'ajout d'un condo ajoute un pôle donc à prendre en compte dans l'étude de la stabilté de la CR si employée.

Jean

[Marcus Marcus]

Bonjour messieurs et merci pour vos réponses.
1)Mea culpa: Francis lorsque j'ai recopié mon schéma pour la photo j'ai commis une erreur : c'est 0,54 ma  environ par triode soit pour les deux 1,07 ma . Mais ces valeurs demeurent indicatives.
Désolé pour tes peines.
2)Jaja75 il aurait fallu que je poste le schéma complet pour exposer clairement le sujet,ce que je fais ici mais sans l'étage de puissance.
J'aimerais savoir pourquoi stp une telle disposition fatiguerait les lampes ,ce n'est pas le premier cathode follower "dc coupled",non ?
Enfin pour continuer sur le Schmitt j'aimerais savoir si :
le remplacement de la résistance de queue par un puit de courant vaut la peine.
Si l'ajout du potentiomètre en amont des résistances de charge est utile .
Bien cordialement

[url=https://servimg.com/view/19772691/45][Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

[g2fl]

Bonjour,
Voilà quelques éléments sur les déphaseurs.
Le déphaseur de Loyez est une daube. Pierre Loyez n'avait pas compris comment fonctionne un amplificateur différentiel et a fait des pirouettes pour sortir un circuit tarabiscoté. Il montrait un premier schéma avec des liaisons directes qu'il a corrigé rapidement pour rétablir des liaisons capacitives. A éviter.
Cordialement.

Fichiers joints

Retour sur les déphaseurs pour ARTS_g2fl.pdf Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(2.4 Mo) Téléchargé 43 fois

[Marcus Marcus]

Bonjour et merci pour la réponse.
Je n'ai pas encore percé les trous dans le chassis,mais après avoir consulté le bouquin de Fiderspil et Laillié ,je pense pouvoir affirmer que le schéma que j'ai dessiné (même avec les erreurs de valeurs, merci Francis:je décalerai  le point de fonctionnement,ou utiliserai un autre tube ) n'est pas un déphaseur Loyez.
C'est un Schmitt selon Leak page 90 fig 5.17 suivi de cathode followers couplés directement .
J'ai donc pensé au cathode follower car le 6n2p ev avec des résistances d'anode autour de 150k me paraissait léger pour piloter des 807.
C'est d'ailleurs la solution qui apparaît souvent quand il y a 2x2 tubes ou plus qui sont utilisés pour l'étage de puissance.

[jaja75]

2)Jaja75 il aurait fallu que je poste le schéma complet pour exposer clairement le sujet,ce que je fais ici mais sans l'étage de puissance.
J'aimerais savoir pourquoi stp une telle disposition fatiguerait les lampes ,ce n'est pas le premier cathode follower "dc coupled",non ?

Ce n'est pas la dsposition qui "fatigue" les lampes ! Le pouvoir émissif des cathodes diminue avec le temps de fonctionnement. La pente du tube diminue donc et le point de fonctionnement se déplace. Lorsque deux étages sont en liaison directe, les dérives d'usure se cumulent.
Mais j'évoquais le cas d'un étage situé en amont de ton Schmitt, ce qui, au vu du schéma que tu viens de publier n'est pas le cas. Le cathode follower en sortie va voir sa tension grille augmenter avec le temps et son point de fonctionnement va se déplacer en conséquence, en y ajoutant sa propre dérive d'usure. Mais cette configuration est beacoup plus tolérante aux dérives.

Enfin pour continuer sur le Schmitt j'aimerais savoir si :
le remplacement de la résistance de queue par un puit de courant vaut la peine.

En théorie oui pour annuler la partie gain en mode commun du Schmitt. En pratique l'avantage est faible.

Si l'ajout du potentiomètre en amont des résistances de charge est utile .

Là on touche le sujet de l'équilibrage des 2 bras d'un push-pull.
Un push-pull est optimum (disto d'ordre paire minimale) lorsque les courants variables produit par les tubes de puissance sont identiques dans les deux demi-primaires du TR (et en opposition de phase).
Si les tubes sont parfaitement appairés en pente dynamique (sur une large plage de fonctionnement) alors l'quilibrage est reporté sur la déphaseur. Mais, si les tubes sont appairés à la mise en route, les 2 tubes ne vont pas vieillir de la même manière. Au bout de qq temps l'équilibrage va se détérorier. La seule solution est de le corriger avec un pot d'équilibrage dans le circuit d'alim des 2 plaques du déphaseur et de retoucher le réglage périodiquement.

Le déphaseur de Schmitt, si bien équilibré (et avec un géné de courant à la place de la résistance de cathode commune) réduit fortement les harmonques paires, comme le PP.

Alors un Schmitt bien réglé + un PP bien réglé = harmoniques impaires largement dominantes en sortie HP !

Perso, je m'arrange pour rendre le Schmitt légèrement imparfait avec un pot d'équilibrage dans le circuit d'alim des plaques et un analyseur de spectre, de sorte qu'il ne réduise pas trop les harmoniques paires pour obtenir en sortie HP un spectre d'harmoniques allant de H2 à H5 ou H6 de manière décroissante. Cela s'entend.

Il n'y a pas de solution idéale. Les choix sont toujours accompagnés de compromis, à faire en fonction de l'objectif.

Jean

[Arzens]

Bonjour,
Voilà quelques éléments sur les déphaseurs.
Le déphaseur de Loyez est une daube. Pierre Loyez n'avait pas compris comment fonctionne un amplificateur différentiel et a fait des pirouettes pour sortir un circuit tarabiscoté. Il montrait un premier schéma avec des liaisons directes qu'il a corrigé rapidement pour rétablir des liaisons capacitives. A éviter.
Cordialement.

Merci pour les éléments en PJ qui m'ont captivés cet après midi et ce n'est pas fini...

[Marcus Marcus]

Jaja75:
Alors un Schmitt bien réglé + un PP bien réglé = harmoniques impaires largement dominantes en sortie HP !

Donc si je comprends :
Pour un PP qui fonctionne en triode ou en UL vaut il mieux utiliser un cathodyne ?

[jaja75]

Bonsoir

C'est mon avis, pour nombre de raisons, mais le Schmitt a bon nombre d'adeptes !

Intrinsèquement un montage peut avoir des avantages ... qui sont perdus par ce qu'il y a devant et derrière.

Il faudrait voir l'ensemble du projet et ses objectifs pour en juger dans ton cas.

Jean

[Marcus Marcus]

Ok Jean je posterai le schéma dans son ensemble plus tard.J'essaie demain.
Bonne soirée

[g2fl]

Bonjour,

Bonjour,
Voilà quelques éléments sur les déphaseurs.

Merci pour les éléments en PJ qui m'ont captivés cet après midi et ce n'est pas fini...

Le document est ancien, circa 2003. Il est avait été rédigé comme contribution à l'association ARTS créée par Rinaldo Bassi et Atila Balaton.

L'erreur d'interprétation la plus sérieuse porte sur les bandes passantes en sortie du cathodyne telles qu'elles sont restituées au tableau du § 2.5.

Ainsi, est-elle énoncée à 80 kHz sur la sortie côté plaque et à 580 kHz côté cathode d'un cathodyne à ECC82. C'est vrai  brutalement, c'est à dire quand la sonde de mesure est connectée successivement sur une sortie, puis sur l'autre.

En pratique, les deux sorties sont chargées simultanément, c'est même le but du déphaseur. On voit alors la bande passante passer à 351 et 385 kHz aux sorties des étages pilote en aval du même déphaseur dans le même tableau.

La charge identique présentée simultanément par les étages pilote aux sorties du cathodyne rétablit l'équilibre. Cette erreur d'interprétation était courante jusqu'aux années 1960 même si elle avait été mise en évidence au début des années 1950. Une erreur similaire a aussi trainé sur le déphaseur de Schmitt.

Cordialement.

[Arzens]

Bonjour,

Je commence par présenter mes excuses à Marcus Marcus, car je dérive de son post initial et ce n'est vraiment pas mon but   , mais puisque le doc de g2fl est dans ce fil de discussion, je pensais que cela serait plus lisible pour les autres forumeurs.... Je peux arrêter et commencer un autre fil si demande...

Afin de bien comprendre, je souhaiterais avoir quelques remarques sur mes premières impressions à chaud à la lecture de ce document.
Admettons que je souhaite réaliser un Push-pull ultra-linéaire d’EL34 ou de KT88 en polarisation négative fixe. Je veux éviter de câbler les 4 solutions et je ne sais pas bien faire les mesures de distorsion une fois le montage terminé…

Je me réfère à votre document et je fais le choix de retenir un seul montage dans chaque catégorie avec pour principe de choix, gain, un maximum de bande passante, une distorsion minimale à 10 et 20V.
Je retiens donc :
Le cathodyne ECC82 et ECC81 (fig5)
Gain 51,6, - écart en sortie 1,4 - Bande passante 351 et 385 distorsion 0,79% et 1,6 %
Le paraphase ECC88 +ECC82 (fig 16)
Gain 46,3 - écart en sortie 0,25 - Bande passante 258 et 290 distorsion 0,46% et 0,95 %
Le Schmitt ECC82 + ECC83 (fig24)
Gain 51,8 - écart en sortie 0,2 -  Bande passante 108 et 111 distorsion 0,025% et 0,146 %
Le couplage croisé (W. Powerton + ECC81 (Fig 29 et 32) –
Gain 46,2 - écart en sortie 0 - Bande passante 128 et 124 distorsion 0,14% et 0,31 %

Sur le critère de la bande passante le cathodyne l’emporte.
Sur le critère de la distorsion le Schmitt semble imbattable.
Sur un mix des deux le paraphase et le couplage croisé représentent une alternative car ils sont un compromis entre les deux critères… et en fonction de nos préférences…

Au paragraphe 6.4 de ce même article il est dit « C’est la recherche de meilleures performances de distorsion qui constitue la principale voie d’exploration pour des solutions « de concours ».
Sur ce seul critère donc (et aussi celui de la simplicité) le Schmitt est un sacré challenger !

Quid de la charge de la grille du tube de puissance (entre EL34 et KT88 par exemple) aux basses fréquences pour l’un ou l’autre montage ?

Bref, quelles sont les voies à creuser (et pourquoi) pour affiner le choix ?
(je sais que les résultats d’écoutes peuvent être la réponse mais je ne souhaite pas me baser sur cela pour l’instant, je cherche à comprendre le cheminement intellectuel et de toute façon je n’ai pas X transfos pour faire la manip en live, donc au pire je peux monter un Push d’EL34 et un de KT88 mais pas plus…)

Merci

[francis ibre]

Bonjour Arzens,

il y a quelque chose qui m'échappe dans ta comparaison :

... Je retiens donc :
Le cathodyne ECC82 et ECC81 (fig5)
Gain 51,6, - écart en sortie 1,4 - Bande passante 351 et 385 distorsion 0,79% et 1,6 %...

1 - écart en sortie 1,4 ??? ben non : par principe, le cathodyne ne peut pas donner le moindre écart entre ses sorties !

2 - distorsion : ce n'est PAS celle du cathodyne, mais celle de la triode (demi ECC82) utilisée en amont, et très mal utilisée sous seulement 0,98 mA !!!

L'erreur de conception ici est de vouloir utiliser une double triode. Williamson, Radford ou Dynaco employaient les tubes combinés 6AN8, 6U8 et 7199, justement pour pouvoir concevoir séparément l'étage préampli (grand gain) et l'étage déphaseur cathodyne.
Une double-triode dissymétrique comme la 12DW7 serait aussi une bonne idée...

3 - la symétrie du cathodyne est à coup sûr perdue si on le fait suivre par un étage driver, qui ne restera jamais symétrique bien longtemps...

Francis

[g2fl]

Bonjour. Paraphrase et cross-coupled à éviter. La plus faible distorsion du Schmitt lui permet de piloter directement le push-pull. Cathodyne distord plus mais les tensions qu'il a à délivrer sont plus faibles. Ce qui les remet à égalité.

[Marcus Marcus]

Bonjour je te rejoins : les deux me semblait à éviter:trop de tubes et qui utilisent le signal du précédent .
Après ce qui m'a orienté vers un schéma utilisant le Schmitt c'est la consommation de courant et le taux de rejection.
Je veux construire une maquette de mon Schmitt, avec un puit de courant (lnd150 le petit frère du dn2540). J'ai une alimentation régulée,un oscilloscope et un gbf à 10€ chinois.
Il me faut un peu de temps.

[Marcus Marcus]

Bonjour,

Je commence par présenter mes excuses à Marcus Marcus, car je dérive de son post initial et ce n'est vraiment pas mon but   , mais puisque le doc de g2fl est dans ce fil de discussion, je pensais que cela serait plus lisible pour les autres forumeurs.... Je peux arrêter et commencer un autre fil si demande...

Afin de bien comprendre, je souhaiterais avoir quelques remarques sur mes premières impressions à chaud à la lecture de ce document.
Admettons que je souhaite réaliser un Push-pull ultra-linéaire d’EL34 ou de KT88 en polarisation négative fixe. Je veux éviter de câbler les 4 solutions et je ne sais pas bien faire les mesures de distorsion une fois le montage terminé…

Je me réfère à votre document et je fais le choix de retenir un seul montage dans chaque catégorie avec pour principe de choix, gain, un maximum de bande passante, une distorsion minimale à 10 et 20V.
Je retiens donc :
Le cathodyne ECC82 et ECC81 (fig5)
Gain 51,6, - écart en sortie 1,4 - Bande passante 351 et 385 distorsion 0,79% et 1,6 %
Le paraphase ECC88 +ECC82 (fig 16)
Gain 46,3 - écart en sortie 0,25 - Bande passante 258 et 290 distorsion 0,46% et 0,95 %
Le Schmitt ECC82 + ECC83 (fig24)
Gain 51,8 - écart en sortie 0,2 -  Bande passante 108 et 111 distorsion 0,025% et 0,146 %
Le couplage croisé (W. Powerton + ECC81 (Fig 29 et 32) –
Gain 46,2 - écart en sortie 0 - Bande passante 128 et 124 distorsion 0,14% et 0,31 %

Sur le critère de la bande passante le cathodyne l’emporte.
Sur le critère de la distorsion le Schmitt semble imbattable.
Sur un mix des deux le paraphase et le couplage croisé représentent une alternative car ils sont un compromis entre les deux critères… et en fonction de nos préférences…

Au paragraphe 6.4 de ce même article il est dit « C’est la recherche de meilleures performances de distorsion qui constitue la principale voie d’exploration pour des solutions « de concours ».
Sur ce seul critère donc (et aussi celui de la simplicité) le Schmitt est un sacré challenger !

Quid de la charge de la grille du tube de puissance (entre EL34 et KT88 par exemple) aux basses fréquences pour l’un ou l’autre montage ?

Bref, quelles sont les voies à creuser (et pourquoi) pour affiner le choix ?
(je sais que les résultats d’écoutes peuvent être la réponse mais je ne souhaite pas me baser sur cela pour l’instant, je cherche à comprendre le cheminement intellectuel et de toute façon je n’ai pas X transfos pour faire la manip en live, donc au pire je peux monter un Push d’EL34 et un de KT88 mais pas plus…)

Merci

Bonjour,pas la peine de s'excuser,ce qui compte c'est d'être constructif ,donc pas de soucis.
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]
Je balance un schéma vite fait, avec un puit de courant.
Là je dois y aller, à plus tard pour la suite.

[Marcus Marcus]

PS: je possède déjà pas mal d'éléments [Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

[trappeur]

Salut à tous ,
voilà un fil qui pourrait devenir très interessant si on part sur l'approche de la conception d'un ampli .
Un peu de méthode pour démarrer correctement :
On admet qu'on a choisi la structure du schéma et les tubes de l'étage final : un PP de 807 , d'EL34 ou de KT88 en pentode ou en UL ...
Ensuite on a choisi la polarisation de cet étage final : on connait donc la HT dont on dispose , ou on va acheter le transfo d'alim qui convient , et on a déjà les transfos de sortie qui vont avec ...
Après tout ça la première question qui se pose : de combien doit être le swing de tension sur les grilles du push pour pouvoir moduler à fond ces tubes  ???
Tant qu'on n'a pas la réponse à cette question on ne peut pas choisir le déphaseur .
Le déphaseur le plus pratique et le plus simple est le cathodyne , c'est aussi le plus équilibré (au prix de 4 résistances à 1% ou mieux) et ce n'est pas lui qui distord , bien au contraire comme l'a fait remarqué Francis.
Seulement voilà il ne peut fournir les plus grands swings de tension (au mieux en général 1/3 de la HT disponible pour cet étage) et si on le fait suivre par un driver on perd ses avantages .
S'il peut fournir les swings nécessaires il peut facilement driver le push directement tant qu'on travaille sans courant de grille .

Si le cathodyne ne fait pas l'affaire il va falloir choisir entre le Schmitt et le paraphase en version flottante qu'il ne faut surtout pas éliminer trop vite , c'est un montage très interressant qui doit être ajusté précisément mais qui ne bouge plus une fois ajusté , au prix d'un pot de bonne qualité (piste cermet) même quand les tubes vieillissent, et qui procure un gain double de celui du Schmitt avec les mêmes tubes , alors que le Schmitt ne donne que la moitié du gain du cathodyne en version "concertina" c'est a dire combiné avec un ampli de tension en amont du tube déphaseur et en liaison directe comme dans le schéma Williamson.  

Il nous manque donc cette information dans tous les cas cités précédemment .

A+

[Marcus Marcus]

Salut à tous ,
voilà un fil qui pourrait devenir très interessant si on part sur l'approche de la conception d'un ampli .
Un peu de méthode pour démarrer correctement :
On admet qu'on a choisi la structure du schéma et les tubes de l'étage final : un PP de 807 , d'EL34 ou de KT88 en pentode ou en UL ...
Ensuite on a choisi la polarisation de cet étage final : on connait donc la HT dont on dispose , ou on va acheter le transfo d'alim qui convient , et on a déjà les transfos de sortie qui vont avec ...
Après tout ça la première question qui se pose : de combien doit être le swing de tension sur les grilles du push pour pouvoir moduler à fond ces tubes  ???
Tant qu'on n'a pas la réponse à cette question on ne peut pas choisir le déphaseur .
Le déphaseur le plus pratique et le plus simple est le cathodyne , c'est aussi le plus équilibré (au prix de 4 résistances à 1% ou mieux) et ce n'est pas lui qui distord , bien au contraire comme l'a fait remarqué Francis.
Seulement voilà il ne peut fournir les plus grands swings de tension (au mieux en général 1/3 de la HT disponible pour cet étage) et si on le fait suivre par un driver on perd ses avantages .
S'il peut fournir les swings nécessaires il peut facilement driver le push directement tant qu'on travaille sans courant de grille .

Si le cathodyne ne fait pas l'affaire il va falloir choisir entre le Schmitt et le paraphase en version flottante qu'il ne faut surtout pas éliminer trop vite , c'est un montage très interressant qui doit être ajusté précisément mais qui ne bouge plus une fois ajusté , au prix d'un pot de bonne qualité (piste cermet) même quand les tubes vieillissent, et qui procure un gain double de celui du Schmitt avec les mêmes tubes , alors que le Schmitt ne donne que la moitié du gain du cathodyne en version "concertina" c'est a dire combiné avec un ampli de tension en amont du tube déphaseur et en liaison directe comme dans le schéma Williamson.  

Il nous manque donc cette information dans tous les cas cités précédemment .

A+

Bonsoir c'est un PP 807 polarisées à -22,5v
Swing:55v
HT:325v Charge PP 4k plaque à plaque ,montage triode ou UL au choix.
Entrée du signal 2v crête à crête
Gain du Schmidt avec les cathodes followers 35 (faut il plus ?)
Contre réaction.
PSUD2 ,Ampsbooks,Vtadiy utilisés.
Mais tout cela reste théorique, sans compter les erreurs que j'ai pu faire.
Je ne sais pas LT spicer (et c'est bien dommage) alors je vais construire une maquette du déphaseur et du cathodyne alimentée avec mon alimentation bricolée.
Je dois avouer que j'avais déjà les transfos à la suite d'un projet que j'ai abandonné à la suite de mauvais conseils sur un autre forum.


Marc

[francis ibre]

Bonsoir à tous,

un cathodyne réalisé avec la triode de la 6AN8A, alimentée avec une HT de 330 V, permet l'attaques des grilles des 6550 polarisées à –57 V, sans problème...

Avec une 12B4 ou une 6S4, deux triodes de petite puissance en culot noval, qu'on peut alimenter jusqu'à 550 V, on peut établir des cathodynes capables de moduler 170 V crête à crête...
Précédé d'un étage pentode EF86 (E80F mieux) donnant une amplification de 100 à 200, ça devrait suffire.

Mais c'est... trop simple !

Francis

[jaja75]

Bonjour

Le swing nécessaire étant de la classe 55/60Vcc, un cathodyne attaquant directement les grilles du PP convient parfaitement en choisissant des R de plaque et cathode ne dépassant pas la vingtaine de KOhm.

A précéder d'un étage de préamplification (pentode ou triode selon le gain désiré).

C'est l'architecture la plus simple, vulgarisée dans les années 50 par David Hafler avec ses amplis Dynaco.

Tu n'auras pas de meilleurs résultats avec ton architecture complexe (puit de courant+cathode follower pour faire fonctionner un déphaseur dans ses meilleurs conditions).

Il faut aussi se poser la question du nombre de pôles (BF et HF) et leur répartition en vue d'appliquer une CR facilement stabilisable. La solution cathodyne s'y prête bien.
Avec des Rp de 150k dans le Schmitt, le pôle de cet étage va se situer vers 100-150 kHz, trop près des 2 pôles du TRS qui sont rarement au-dessus de 100 kHz.

Mais bien sûr tu peut expérimenter ta solution, la caractériser.

Jean

[Marcus Marcus]

Bonjour,

Le swing nécessaire étant de la classe 55/60Vcc, un cathodyne attaquant directement les grilles du PP convient parfaitement en choisissant des R de plaque et cathode ne dépassant pas la vingtaine de KOhm.

Mea culpa,mon swing est de 45v (22,5v×2) et effectivement j'ai écrit 55v.

A précéder d'un étage de préamplification (pentode ou triode selon le gain désiré).
C'est l'architecture la plus simple, vulgarisée dans les années 50 par David Hafler avec ses amplis Dynaco.

Je vais regarder cela, merci. Mais en regardant ceci :



Et JM dis 30v max de swing sinon trop de distorsion, il faut donc utiliser des drivers.

Tu n'auras pas de meilleurs résultats avec ton architecture complexe (puit de courant+cathode follower pour faire fonctionner un déphaseur dans ses meilleurs conditions).

Le puis de courant est vraiment simple.
J'ai tout sous la main, ça vaut le coup d'essayer,non ?

Il faut aussi se poser la question du nombre de pôles (BF et HF) et leur répartition en vue d'appliquer une CR facilement stabilisable. La solution cathodyne s'y prête bien.
Avec des Rp de 150k dans le Schmitt, le pôle de cet étage va se situer vers 100-150 kHz, trop près des 2 pôles du TRS qui sont rarement au-dessus de 100 kHz.

Là il me manque des connaissances : Qu'est ce qu'un pole ? Qu'est ce que le TRS ?
Svp.

Mais bien sûr tu peut expérimenter ta solution, la caractériser.

Cela n'est pas vraiment ma solution,je n'ai rien inventé,mais effectivement je ne l'ai jamais observée avec des valeurs de plaque à 150k...

[trappeur]

Salut à tous ,

Et JM dis 30v max de swing sinon trop de distorsion, il faut donc utiliser des drivers.

JM dit de grosses bêtises dans cette vidéo( y compris les impédances de sortie !! et il n'est pas concentré ...) , relis plutôt ce qu'ont écrit Francis et Jean !!
La manière dont tu polarises tes 807 permet tout à fait un cathodyne et aucun autre déphaseur ne fera mieux !!!

A+

[francis ibre]

Bonjour Marcus,

si tu as bien lu - et compris - ce qui a été dit plus haut (par Jean et moi) tu vois que ce monsieur dans la vidéo commet plusieurs erreurs, et n'est visiblement pas au courant des dernières études autour du cathodyne...

- son affirmation sur les impédances de sorties différentes (côté anode et côté cathode) est fausse
- de même son affirmation sur les bandes passantes, qui en découle...
- il dit même que la Rk produit une contre-réaction de 100% : c'est tout à fait exact, il s'agit d'une CR courant/tension (ou série-série), et s'il avait bien compris l'effet de cette CR il saurait qu'elle va rigoureusement égaliser les bandes passantes et symétriser les distorsions...

- il dit vrai lorsqu'il affirme que les deux résistances Ra et Rk doivent être rigoureusement égales... Mais il affirme aussi qu'il faut mettre un driver après le déphaseur, il n'a donc pas "vu" que ce driver fait perdre l'égalité des signaux !!!

- la distorsion qu'il mesure est celle du préampli à ECC82, qui est le plus mauvais choix qu'on puisse faire pour un étage d'entrée ampli de tension !
ECC82 : tube à faible µ, choix stupide en entrée, et pas du tout linéaire d'où la distorsion élevée dès que les excursions en sortie dépassent 20 V...

Marcus, tu as demandé des conseils ici, sur ce forum... pas sur youtube...

Puits de courant : sur la résistance de cathode du déphaseur de Schmitt, on retrouve "par principe" la moitié de la tension de grille d'entrée.
On a donc dans la Rk un courant modulé audiofréquences. C'est ce courant modulé qui pilote la seconde triode, et produit donc la tension de sortie du déphaseur.

Si tu admets que tout composant introduit sur le chemin de la modulation va modifier le résultat audible, alors tu comprends que ton puits de courant à semi-conducteur va produire une sonorité de... semi-conducteur...
Si tu n'admets pas que tout composant etc, alors pourquoi utiliser des tubes ???

Le puis de courant est vraiment simple.

Non.
Le cathodyne est vraiment simple...


Pôle : disons pour faire simple "fréquence de coupure"

TRS : transformateur de sortie.
Ce TRS introduit nécessairement une coupure haute, d'abord d'ordre 1 vers 30 à 80 kHz selon la qualité de fabrication, puis d'ordre 2 au-dessus de 50 à 100 kHz.
Dans le pire des cas, ces deux "pôles" se superposent, créant une belle bosse de résonance quelque part entre 30 et 50 kHz.

Je rappelle qu'une coupure d'ordre 2 va très probablement rendre le circuit instable dès qu'on va appliquer une contre-réaction globale...
En ajoutant encore un pôle dans la même zone de fréquence, la coupure sera d'ordre 3 et là c'est l'oscillation assurée !

Francis

[g2fl]

Bonjour,
Peut-être faudrait-il commencer par le début. 22,5 V en crête font 24 dBV qui doivent être obtenus depuis 2 V crête à crête, soit - 3 dBV. Gain en boucle fermée (contre-reactionen service) = 24 - (-4) = 27 dB. En s'accordant 14 dB de contre-reaction, les étages en amont du push-pull doivent avoir un gain de 41 dB.
Ce qui écarte les triodes en cathodyne et le Schmitt pour un schéma simple. Il ne reste que le cathodyne à la façon de Dynaco : pentode en préamplificateur suivi du cathodyne lui-même.
Pour la pentode, EF86 rarement vue dans la fonction, 6U8-ECF82 précurseur ou 6AN8 très célèbre.
Si des bêtises sont dans la vidéo, il y en a moins dans le document de g2fl joint très tôt sur le fil. Rendons à César ce qui est à Cesar.
Cordialement.

[Marcus Marcus]

Pour le transfo:
TGL 40/001 Indel
4K
40W
F=40-16000Hz
Peut être que cela change la donne a nouveau.
Autre question comment et pourquoi adopter 14dB de contre réaction ?
Est ce en fonction de la fréquence de réponse du transformateur de sortie ?
En tout cas, merci pour vos lumières.

[g2fl]

Complément : et les schémas et performances des excitateurs "à la Dynaco" sont en pages 16 (6AN8) et 17 (6U8 - ECF82) dudit document. Il reste que 6U8 est difficile à trouver et que 6AN8 encore pire.
14 dB est une valeur raisonnable, en faire moins créé des problèmes, en faire plus peut amener à l'instabilité (entrée en oscillations spontanées). Toutefois, le schéma très simple est très tolérant. ECF82 comme 6AN8 laisse 3 dB de réserve pour plus de contre-réaction. De quoi expérimenter.

[Marcus Marcus]

Désolé je ne vois pas le dit document.
Peut-être est-ce du à mon portable...
Serait ce possible de le mettre en ligne ? Svp
En revanche pour le 6an8 il y a moyen de faire qqch:[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]
Elles ne sont pas chères,on en trouve autour de 4€ sur la bay et j'en possède un petit stock .

[francis ibre]

Hello,

une bande passante limitée à 16 kHz révèle un transfo... disons assez limité...
Le plus simple des Lundahl couvre 10 Hz - 50 kHz sans souci !

CR : à cause de la coupure d'ordre 2 du transfo de sortie, il est en général difficile de dépasser un taux de CR de 12 dB.
beaucoup de montages à tubes de la grande époque utilisent d'ailleurs un taux de CR plus bas, de l'ordre de 6 à 8 dB.
Radford arrivait à plus de 20 dB de CR, mais en utilisant quelques artifices de corrections de phase, comme par exemple un réseau RC en parallèle de la résistance d'anode de l'ampli de tension, afin de "couper" le gain en HF en boucle ouverte...

Il sera bien plus simple d'établir une CR sur un circuit dont la bande passante avant CR est large et droite, donc avec un transfo qui "monte" bien.

Ci-dessous, une image de réponses en fréquence de quelques transfos (dont j'ai caché les références...).
- tu peux voir en violet la réponse d'un transfo coupant à "un peu plus de 10 kHz" et montrant une grosse résonance vers 20 kHz suivie d'une coupure dont la pente est d'abord de –3 dB/oct jusqu'à 40 kHz, puis –6Db/oct jusqu'à 80 kHz, –9 dB/oct au-delà... et sans doute –12 dB/oct après 150 kHz mais le diagramme ne le montre pas...

- en bleu : on pourrait penser que c'est mieux... mais on devine une belle résonance juste après 100 kHz.
Et la pente juste avant 80 kHz est du 2eme ordre, ça ne va pas faciliter les choses !

- la courbe orange semblerait à première vue la plus chouette, pourtant la zone de pente de premier ordre est restreinte entre 40 et 60 kHz, et au-dessus la pente passe au deuxième ordre : de même ça ne va pas être simple à gérer au niveau de la CR.

- les courbes noire et rouge montrent des transfos plus "faciles" pour lesquels la pente de premier ordre s'étend sur une plage assez large...

- c'est bien la courbe verte qu'il faut viser : la réponse au premier ordre commence très tôt (dès que possible, vers 20 kHz) et s'étend très loin.

Je rappelle deux principes simples :
- toutes les coupures hautes se superposent (s'additionnent si tu préfères, quoique ce soit un peu plus compliqué...) : coupure en sortie de chaque étage (impédance de sortie d'un étage et capacité d'entrée du suivant)... il n'est pas rare de voir 3 ou 4 pôles qui se combinent, et forment une coupure haute finalement assez basse et surtout avec une pente élevée...

- le gain "en boucle ouverte" Gbo va donc diminuer avec la fréquence: lorsqu'on arrive à la fréquence à laquelle ce gain Gbo est égal au gain en boucle fermée Gbf (le taux de CR est alors de... zéro), le déphasage du signal de contre-réaction doit rester inférieur à 90°, car s'il est supérieur, il va s'additionner au signal d'entrée au lieu de s'y soustraire, faisant entrer l'ampli en oscillation !
Il faut donc que la pente de coupure soit du premier ordre à cette fréquence.

Pour mettre au point un ampli PP avec CR il est indispensable d'employer un oscilloscope...

Francis[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

Fichiers joints

TRS-BP.jpg Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(65 Ko) Téléchargé 9 fois

[Marcus Marcus]

Merci Francis

[g2fl]

@ Marcus Marcus
Le document était joint à ma première intervention du 21 août à 10h29. Le document a été téléchargé 24 fois au pointage de ce matin. et il uvre sur mon portable.
Par sécurité, je le remets en pièce jointe.
Cordialement.

Fichiers joints

Retour sur les déphaseurs pour ARTS_g2fl.pdf Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(2.4 Mo) Téléchargé 9 fois

[Marcus Marcus]

Autant pour moi, j'avais réalisé par la suite.
Mais merci !

[Marcus Marcus]

Hello,

une bande passante limitée à 16 kHz révèle un transfo... disons assez limité...
Le plus simple des Lundahl couvre 10 Hz - 50 kHz sans souci !

CR : à cause de la coupure d'ordre 2 du transfo de sortie, il est en général difficile de dépasser un taux de CR de 12 dB.
beaucoup de montages à tubes de la grande époque utilisent d'ailleurs un taux de CR plus bas, de l'ordre de 6 à 8 dB.
Radford arrivait à plus de 20 dB de CR, mais en utilisant quelques artifices de corrections de phase, comme par exemple un réseau RC en parallèle de la résistance d'anode de l'ampli de tension, afin de "couper" le gain en HF en boucle ouverte...

Il sera bien plus simple d'établir une CR sur un circuit dont la bande passante avant CR est large et droite, donc avec un transfo qui "monte" bien.

Ci-dessous, une image de réponses en fréquence de quelques transfos (dont j'ai caché les références...).
- tu peux voir en violet la réponse d'un transfo coupant à "un peu plus de 10 kHz" et montrant une grosse résonance vers 20 kHz suivie d'une coupure dont la pente est d'abord de –3 dB/oct jusqu'à 40 kHz, puis –6Db/oct jusqu'à 80 kHz, –9 dB/oct au-delà... et sans doute –12 dB/oct après 150 kHz mais le diagramme ne le montre pas...

- en bleu : on pourrait penser que c'est mieux... mais on devine une belle résonance juste après 100 kHz.
Et la pente juste avant 80 kHz est du 2eme ordre, ça ne va pas faciliter les choses !

- la courbe orange semblerait à première vue la plus chouette, pourtant la zone de pente de premier ordre est restreinte entre 40 et 60 kHz, et au-dessus la pente passe au deuxième ordre : de même ça ne va pas être simple à gérer au niveau de la CR.

- les courbes noire et rouge montrent des transfos plus "faciles" pour lesquels la pente de premier ordre s'étend sur une plage assez large...

- c'est bien la courbe verte qu'il faut viser : la réponse au premier ordre commence très tôt (dès que possible, vers 20 kHz) et s'étend très loin.

Je rappelle deux principes simples :
- toutes les coupures hautes se superposent (s'additionnent si tu préfères, quoique ce soit un peu plus compliqué...) : coupure en sortie de chaque étage (impédance de sortie d'un étage et capacité d'entrée du suivant)... il n'est pas rare de voir 3 ou 4 pôles qui se combinent, et forment une coupure haute finalement assez basse et surtout avec une pente élevée...

- le gain "en boucle ouverte" Gbo va donc diminuer avec la fréquence: lorsqu'on arrive à la fréquence à laquelle ce gain Gbo est égal au gain en boucle fermée Gbf (le taux de CR est alors de... zéro), le déphasage du signal de contre-réaction doit rester inférieur à 90°, car s'il est supérieur, il va s'additionner au signal d'entrée au lieu de s'y soustraire, faisant entrer l'ampli en oscillation !
Il faut donc que la pente de coupure soit du premier ordre à cette fréquence.

Pour mettre au point un ampli PP avec CR il est indispensable d'employer un oscilloscope...

Francis[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

Francis,je n'ai que ces transfos et des connaissances en électronique à la hauteur de mes transfos.
Déjà je ne suis pas familier avec les db et raisonne toujours avec les volts.
Après j'ai abordé un peu les histoires de déphasage.
Mais concrètement quelle est valeur de contre réaction que je puisse adopter ?
Stp.
Jean avait écrit 14 db ,il semble que cela soit compromis...

[g2fl]

Bonjour,
Je suis Gérard Fiderspil, un des deux auteurs du document que je vous ai relayé.
Quand je suggère une contre-réaction au taux raisonnable de 14 dB (*5), c'est pour trois bonnes raisons :
- par principe et motif essentiel de son utilisation, la contre-réaction réduit le gain en réduisant en même temps la distorsion. Ainsi, 14 dB va réduire le gain de 5 fois mais aussi, et c'est là tout son intérêt, réduire la distorsion de 5 fois aussi. A l'approche de la puissance maximale, la distorsion avant contre-réaction atteint aisément 2%, et de l'ordre 3 en prime avec ce push-pull de 2*807. Avec 14 dB de CR, elle sera abaissée à 2%/5 = 0,4%. Sans doute plus agréable.
- selon cette logique, la tentation est grande d'augmenter le taux de contre-réaction, par exemple à 20 dB (*10). La distorsion du même amplificateur serait alors ramenée à 2%/10 = 0,2%. Mieux selon le savoir commun. Mais un rebouclage aussi efficace du signal peut provoquer une entrée en oscillation spontanée du montage. Ca se maîtrise mais ça peut devenir une rude tâche. C'est pourquoi, j'ai suggéré une valeur prudente. Pour rappel, le taux de contre-réaction d'un ampli à tubes dépasse rarement 20 dB (10 fois même si certains engins de concours atteignent les 30 dB, environ 30 fois). Mais c'est alors le fait d'industriels particulièrement entraînés et particulièrement équipés.
- pour s'écarter de ce risque, l'autre tentation est de réduire le taux de contre-réaction, voir de ne pas en utiliser du tout. Tant pis pour la performance de distorsion (et pour quelques autres inconvénients). Un ennui récemment exposé et modélisé sur ce forum montre qu'un taux aussi bas que 6 dB (2 fois) est créateur de distorsion, à l'opposé de ce qui est attendu. Peut-être alors ne vaut-il pas mieux ne pas en installer. Ou, allez au-delà, d'où mes 14 dB.
Cordialement.

[francis ibre]

Marcus,

Mais concrètement quelle est valeur de contre réaction que je puisse adopter ?

Il est absolument impossible de le dire sans avoir la courbe de réponse en fréquence du transfo ainsi que les éléments du schéma en amont du transfo, permettant de déterminer tous les pôles du circuit.
Quand on aura tout ça, un calcul préalable permettra de voir où on va, et de prévoir un peu les limites que cela impose...

Mais c'est la mise au point à l'oscillo qui finalisera l'ensemble avec contre-réaction, parce que ni le calcul ni une simulation ne peuvent prédire le comportement HF de l'ensemble.

Francis

[Marcus Marcus]

Marcus,

Mais concrètement quelle est valeur de contre réaction que je puisse adopter ?

Il est absolument impossible de le dire sans avoir la courbe de réponse en fréquence du transfo ainsi que les éléments du schéma en amont du transfo, permettant de déterminer tous les pôles du circuit.
Quand on aura tout ça, un calcul préalable permettra de voir où on va, et de prévoir un peu les limites que cela impose...

Mais c'est la mise au point à l'oscillo qui finalisera l'ensemble avec contre-réaction, parce que ni le calcul ni une simulation ne peuvent prédire le comportement HF de l'ensemble.

Francis

Ok Francis, merci.

[Marcus Marcus]

Bonjour,
Je suis Gérard Fiderspil, un des deux auteurs du document que je vous ai relayé.
Quand je suggère une contre-réaction au taux raisonnable de 14 dB (*5), c'est pour trois bonnes raisons :
- par principe et motif essentiel de son utilisation, la contre-réaction réduit le gain en réduisant en même temps la distorsion. Ainsi, 14 dB va réduire le gain de 5 fois mais aussi, et c'est là tout son intérêt, réduire la distorsion de 5 fois aussi. A l'approche de la puissance maximale, la distorsion avant contre-réaction atteint aisément 2%, et de l'ordre 3 en prime avec ce push-pull de 2*807. Avec 14 dB de CR, elle sera abaissée à 2%/5 = 0,4%. Sans doute plus agréable.
- selon cette logique, la tentation est grande d'augmenter le taux de contre-réaction, par exemple à 20 dB (*10). La distorsion du même amplificateur serait alors ramenée à 2%/10 = 0,2%. Mieux selon le savoir commun. Mais un rebouclage aussi efficace du signal peut provoquer une entrée en oscillation spontanée du montage. Ca se maîtrise mais ça peut devenir une rude tâche. C'est pourquoi, j'ai suggéré une valeur prudente. Pour rappel, le taux de contre-réaction d'un ampli à tubes dépasse rarement 20 dB (10 fois même si certains engins de concours atteignent les 30 dB, environ 30 fois). Mais c'est alors le fait d'industriels particulièrement entraînés et particulièrement équipés.
- pour s'écarter de ce risque, l'autre tentation est de réduire le taux de contre-réaction, voir de ne pas en utiliser du tout. Tant pis pour la performance de distorsion (et pour quelques autres inconvénients). Un ennui récemment exposé et modélisé sur ce forum montre qu'un taux aussi bas que 6 dB (2 fois) est créateur de distorsion, à l'opposé de ce qui est attendu. Peut-être alors ne vaut-il pas mieux ne pas en installer. Ou, allez au-delà, d'où mes 14 dB.
Cordialement.

Gérard, j'ai été assidu et je l'ai bien potassé votre livre, peut être pas assez ?
Mais mon projet n'est pas impossible, d'ailleurs je suis tombé là, il y a 2 min sur la fig 12.19 page 317 .
Et là ,oh merveille ! Un PP de 60w avec:
Un Schmitt muni d'une source de courant sur une tension négative (j'ai !) ,
Des cathodes followers (déjà vu ça qq part !)
Un transfo de 4k (tiens donc !)
60w ? Mais je n'en demande que moins de 20.[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]