Re: Discussion autour des inverseurs pour PP EL34 et KT88

[dsagnes]

Sans vouloir polluer le fil d'Arzens, voici les photos que j'avais publié :

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@trappeur {Si tu es interréssé par les 2% qui restent on peut en reparler ....} D'accord!

@+
Daniel

[Marcus Marcus]

Sans vouloir polluer le fil d'Arzens, voici les photos que j'avais publié :

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@trappeur {Si tu es interréssé par les 2% qui restent on peut en reparler ....} D'accord!

@+
Daniel

Bonjour,

Sans vouloir polluer le fil d'Arzens je vous remercie beaucoup et vous félicite de vos belles réalisations.
Cela me sera très utile.

Bien cordialement,

Marcus

[Arzens]

Re Arzens ,
Vas plutôt voir là :
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C'est très synthétique , c'est principalement ciblé sur les amplis guitares , mais l'essentiel y est et c'est très didactique .
A+

Merci ! Oui effectivement c'est plus clair que ce que j'avais pu lire avant... Je comprends mieux. (toutefois la partie ultra-linéaire n'est pas abordée... je vais voir si, avec ce que j'ai compris de cette doc, j'arrive à traduire les écrits de R. Bassi....)

Par contre tout ceci appelle plusieurs questions :
- Comment interpréter l'impédance de charge de l'étage push-pull dans les datasheets il y a plusieurs cas mais pas forcément l'explication (comment considérer la tension d'alim dans cette relation ? ) ??? Il semble que plus celle-ci est basse et plus l'impédance Za-a est faible (et inversement   ....

- Savez-vous comment travaillent les constructeurs de tranfo, pourquoi par exemple Millérioux proposait un ultra-linéaire à 43% et non 40% (que l'on retrouve dans les data tubes)?

- Ensuite une Za-a à 3,4 kO  pour les push de tubes (KT88 - KT90 - 6550- 807) alors que les data donnent plutôt 4kO ou 5KO pour ces tubes ???

Bref, quelles sont les marges, les choix techniques, si quelqu'un a un début d'explication ...

[Arzens]

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Là tu peux voir qu'avec tes transfos alim et sortie c'est pas ce qui se fait de mieux .
La charge de 3400 Ohms est un peu courte pour des KT88 en UL ...
La courbe en vert serait tout juste compatible avec ton B+ d'alim ...pour un peu moins de 48 Weff ...mais tu vois au moins qu'il te faut un swing de 45 Vcrête pour attaquer ça . (un cathodyne ferait l'affaire encore une fois)
Et le schéma que tu prends comme point de départ est loin d'être excellent avec son Schmitt "tarabiscoté"

Si je regarde les formules du Doc que tu as donné, pour le calcul de la puissance j'ai P= (HT-Vmin) x I peak/2
en lisant tes courbes cela donnerait plutôt P= (375-50)x 0.350/2 = 57W

Pour info
Data des tubes Genalex Gold Lion
Push-Pull. Class AB1.
Fixed Bias. Ultra-Linear Connection.
(40% Tapping Points)

Va, g 2(b)                   560                    460 V
Va, g 2(o)                   553                    453 V
Ia|g2(o)                   2 x 50                 2 x 50 ma
Ia|g2(max. sig)       2 x 157                 2 x 140 ma
RL(a-a)                      4.5                      4 k ohms
-Vg1*                      75 (approx)            59 (approx) V
Pout                        100                       70 W
Dtot                        2                            2 %
I. M.**                    11                          10 %
Pa|g2(o)                2 x 27.5                2 x 22.5 W
Pa|g2(max. sig)      2 x 33                   2 x 27 W
Vin(g1-g1)(pk)           140                     114 V
Zout                           7                        6.5 k ohms

*It is essential to provide two separately adjustable bias voltage
sources, having a voltage adjustment range of 25%.
**Intermodulation distortion: measured using two input signals
at 50 and 6000 hz (ratio of amplitudes 4:1).

[Arzens]

Voici ma construction graphique à partir des Data de la Gold Lion de GENALEX.
Je passe en dessus de la courbe isopuissance à 34W mais en dessous de celle à 42W  

Mon calcul de puissance donne P = (380-67) x 0.365 /2 = 57 Watts
C'est bon ça ?

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[trappeur]

Salut Arzens ,

Si je regarde les formules du Doc que tu as donné, pour le calcul de la puissance j'ai P= (HT-Vmin) x I peak/2
en lisant tes courbes cela donnerait plutôt P= (375-50)x 0.350/2 = 57W

Cette formule pour calculer la puissance est bien sûr correcte ...il faut juste choisir Vmin correctement ...
Moi j'ai pris l'habitude d'évaluer la tension modulée au primaire du transfo , ce qui revient au même : HT-Vmin , c'est une tension crête que j'élève au carré  et ensuite je divise par l'impédance puis par 2 ...et ça devrait donner la même chose . Il faut aussi choisir correctement l'impédance quand on est en classe AB , la majeure partie de la puissance est obtenue en classe B , donc Zpp/4 , c'est une approximation justifiée.
Seulement voilà suivant les cas la lecture de Vmin sur le graphe requiert un peu de prudence , sur le graphe que tu as repris d'un post précédent il n'est pas raisonnable de moduler trop près du zéro volt grille .
Sur les tubes de puissance en dessous d'une certaine tension Vak le courant s'écroule , (c'est le Va0 qu'on néglige pour les autres tubes)
Toujours sur le graphe que tu as repris , je trace une ligne brisée qui démarre au point: (B+ , Irepos) , sa pente est Zpp/2 jusqu'au double de Irepos , puis à partir de là sa pente est Zpp/4 , ça reflète le fonctionnement en classe AB.
La partie de cette ligne en pente Zpp/2 reflète le fonctionnement en classe A , les deux tubes conduisent , tu peux calculer le puissance fournie en classe A de la même manière sauf qu'il faut la doubler car les deux tubes travaillent , ce qui n'est pas le cas de la partie en classe B.

Quant à l'impédance de charge , tu dois toujours prendre celle de ton transfo bien sûr , la valeur trouvée dans les datasheet est une recommandation mais pas toujours la meilleure , souvent c'est celle qui permet d'obtenir le plus de puissance mais pas forcément le meilleur résultat en terme de qualité ...(attention terrain accidenté).
La partie concernant l'UL n'est pas très documentée , je ne connais que le bouquin de Brault (Basse Fréquence Haute Fidélité , épuisé depuis 50 ans) qui explique complètement comment on choisit le % des prises d'écran et comment on trace les courbes UL à partir des courbes pentode en utilisant un paramètres des pentodes dont on ne parle jamais : µg1g2 qui représente le coeff d'amplification de la triode formée en utilisant l'écran comme plaque , c'est un peu ardu mais très formateur et plus du tout à la mode.

A+

[Arzens]

Je peux même polariser mon tube KT88 avec un point de repos plus haut disons entre 60 et 80 mA tout en restant dans les préconisations (P= 380x0,08 = 30,5 Watts => 90% de Pmax)

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Qu'en pensez-vous ?

[Arzens]

La partie de cette ligne en pente Zpp/2 reflète le fonctionnement en classe A , les deux tubes conduisent , tu peux calculer le puissance fournie en classe A de la même manière sauf qu'il faut la doubler car les deux tubes travaillent , ce qui n'est pas le cas de la partie en classe B.
A+

Donc, si j'ai bien compris, le fonctionnement en clase A avec un point de repos à 60 mA est de :
Variation de tension entre 380 et 275 = 105 V pour une variation de courant de 0.120-0.60 = 0.06 A donc puissance en classe A = 105x0.06x2 = 12,5 Watts

et avec un point de repos à 85 mA
Variation de tension entre 380 et 230 volts = 150 V pour une variation de courant de 0.170-0.08 = 0.09 A donc une puissance de mon push en classe A de 150x0.09x2 = 27 Watts

[Arzens]

Cette formule pour calculer la puissance est bien sûr correcte ...il faut juste choisir Vmin correctement ...
Moi j'ai pris l'habitude d'évaluer la tension modulée au primaire du transfo , ce qui revient au même : HT-Vmin , c'est une tension crête que j'élève au carré  et ensuite je divise par l'impédance puis par 2 ...et ça devrait donner la même chose . Il faut aussi choisir correctement l'impédance quand on est en classe AB , la majeure partie de la puissance est obtenue en classe B , donc Zpp/4 , c'est une approximation justifiée.
Seulement voilà suivant les cas la lecture de Vmin sur le graphe requiert un peu de prudence , sur le graphe que tu as repris d'un post précédent il n'est pas raisonnable de moduler trop près du zéro volt grille .
A+

Calcul de la Pmax si je m'arrête à Vg = -5V
Pmax = (380-100)x 0.325/2 = 45.5 Watts

et avec ta formule que tu donnes en prenant toutefois la moitié de l'impédance du tranfo (et non la moitié du tout !) P= 280x280/(3400/2) = 46 Watts c'est effectivement rassurant de trouver la même chose !

[Arzens]

Par contre en prenant sur le graphe un point de polarisation assez bas pour privilégier la classe B et la longévité de mes tubes de puissance sur une utilisation "hifi", (disons 50 à 60 mA au repos) je dois moduler avec mon déphaseur un 100 Volts crête à crête ce qui est pas mal quand même... me semble-t-il.

Alors maintenant la question :
Vaut-il mieux aller chercher, avec un push-pull de KT88, une puissance de 70W avec un transfo d'alim à 460 volts, un transfo Zpp à 4 k ?
Ou une puissance moindre de 45-50 W avec un transfo d'alim à 380 Volts et un transfo de sortie avec une Zpp de 3,4 kO ??
Ou finalement il n'y a pas de règle absolue ???

Question subsidiaire : mon transfo de sortie est donné pour 50 à 70W et il pèse 5,5 kg pièce. Que penser des transfo qui offrent pour une Zpp de 4kO la même puissance à 2,7 kg, 3,6 kg, etc... ? (je sais que le poids ne fait pas toujours la différence mais est-ce un critère ou pas du tout !... sachant qu'il est coûteux d'en essayer plusieurs...)

[Arzens]

La charge de 3400 Ohms est un peu courte pour des KT88 en UL ...

Là par contre, je n'ai pas compris !

[Arzens]

J'aurais bien voulu faire aussi un essai avec des tubes KT90 mais impossible de trouver les data de ce tube en UL !
Comment passe-t-on des caractéristiques pentode-triode à UL ????

[trappeur]

Re Arzens ,
3400 de Zpp c'est un peu faible si tu veux tirer un peu plus de puissance ..tu vois bien sur ton graphe que la tension modulée au primaire dépend directement de la pente de la charge en Zpp/4 , en gros un peu plus de 300V
Si tu trace ton graphe avec un B+ de 500V , tu vas voir que tu ne gagnes rien en puissance , si tu t'arrêtes bien à Vg 0V , tu modules toujours un peu plus de 300V ===> même puissance donc .
Pour atteindre 70W il te faut au moins 4000 Ohms

Pour les courbes UL je me répète :

La partie concernant l'UL n'est pas très documentée , je ne connais que le bouquin de Brault (Basse Fréquence Haute Fidélité , épuisé depuis 50 ans) qui explique complètement comment on choisit le % des prises d'écran et comment on trace les courbes UL à partir des courbes pentode en utilisant un paramètres des pentodes dont on ne parle jamais : µg1g2 qui représente le coeff d'amplification de la triode formée en utilisant l'écran comme plaque , c'est un peu ardu mais très formateur et plus du tout à la mode.

C'est un peu long à lire ...mais je dois pouvoir le retrouver ...

A+

[Arzens]

Pour atteindre 70W il te faut au moins 4000 Ohms

Donc finalement, je pourrais en conclure que Millérioux a fait le choix d'une Zpp à 3400 kO  pour un push de KT88 en "visant" une puissance de l'ordre de la cinquantaine de Watts avec une tension proche des 400volts... non ?

Ils proposent ensuite un XH744 B avec une Zpp =  4000 ohms pour une puissance de 70 à 100W pour les même tubes que le XH53B, à savoir : 6550, KT88, KT90 et 807  

Je commence à saisir certains trucs...

[trappeur]

Salut Arzens ,

Donc finalement, je pourrais en conclure que Millérioux a fait le choix d'une Zpp à 3400 kO  pour un push de KT88 en "visant" une puissance de l'ordre de la cinquantaine de Watts avec une tension proche des 400volts... Shocked non ?

Ben oui sûrement , ils ont dû moyenner pour plusieurs type de tubes ....et cette puissance annoncée c'est pour la bande passante nominale (ce sont des gens sérieux) c'est à dire , d'après les specs de ton transfo que tu auras bien 50Weff à 20Hz (ce qui est le plus difficile et qui sature le plus vite) .
En gros ton transfo sature à environ 300Veff à 20Hz au primaire ...mais ne pas oublier que le rendement n'est pas égal à 1 .
Mais à 200Hz tu auras beaucoup plus....en tous cas c'est plus le transfo qui te limitera , ce sera les tubes....

A+

[Arzens]

Bon Ok pour l'étage final de mon push à partir des données ci-dessus....

Je vais donc avoir besoin d'une amplitude de 50 Volts crête à la sortie de mon déphaseur (schmitt) pour moduler mes KT88 ou mes KT90...

Je dois réaliser une alim négative pour la polarisation de mes tubes de puissance. Alim que j'utiliserai aussi pour mon déphaseur disons - 50 Volts (à partir de l'enroulement 40 volts du transfo). Par contre difficile avec cette tension de mettre la grille 2 directement à la masse sans condensateur me semble-t-il ???

Concernant le déphaseur et d'après les remarques de Francis et de g2fl dans son doc (voir post plus haut...)

ECC88, E188CC et 6N23P-EV auraient été de meilleurs choix.

- le déphaseur de Schmitt fonctionne mieux avec un tube à fort µ, ce qui n'est pas le cas de la 6922...
- le déphaseur de Schmitt fonctionne mieux avec une Rk de forte valeur...
- et encore mieux avec des Ra égales...Francis

J'ai des tubes ECC83 NOS en quantité mais j'ai aussi une dizaine de 6N2P appairés par triode interne (courant et pente).
Au regard des caractéristiques de la 6N2P, courant plus important, impédance interne quasi moitié de l'ECC83, c'est un tube qui me tente...

Votre avis ?
Une base de schéma ?

[trappeur]

Salut Arzens ,

Schmitt:  une des meilleures utilisation pour la 6N2P , je vois 3 points possibles :
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Dans tous les cas on peut voir une amplification de 80 fois , donc environ 40 pour le Schmitt , avec 1,25V d'excursion grille tu auras tes 50Vc..
Si tu peux monter un doubleur et fournir du -80V pour la 'long tail' ce serait presque parfait .
Ou alors une CCS , avec des triodes appariées tu maximises ...pendant un certain temps .
Je vais te faire un petit schéma ...

A+

[francis ibre]

Bonjour à tous,

Je dois réaliser une alim négative pour la polarisation de mes tubes de puissance...

Attention : les courants modulés par cet étage vont se refermer à travers cette alimentation négative, qui devra donc avoir un condensateur de découplage de grande qualité, implanté au plus près de l'étage...

Au regard des caractéristiques de la 6N2P, courant plus important, impédance interne quasi moitié de l'ECC83, c'est un tube qui me tente...

Erreur : mauvaise interprétation des caractéristiques !
La 6N2P est contrôlée avec Ua = 200 V et polarisation Ugk = –1 V, et en ce point seulement, on trouvera un courant de 2,3 mA et une pente de 2,25 mA/V...
Mais si on la mesure comme une ECC83, c'est à dire sous Ua = 250 V et Ugk = –2 V alors on trouveras 1,25 mA et une pente de 1,6 mA/V !!! comme une ECC83...

Et si on "superpose" les deux réseaux, on voit tout de suite qu'ils coïncident...

Ce tube n'est donc pas "mieux" qu'une ECC83.
Il se trouve que tu en as, et ça tombe bien !

Francis

[trappeur]

Salut à tous ,

Bien observé Francis , comme d'hab ...
J'ajoute que le meilleur point que je propose est un peu en dessous  (Vgk -1V , Vak 160V , Ip 1,5mA )
C'est parfait pour le Schmitt Seul , on a 0,750V d'excursion Vgk très linéaire (on a besoin de  0,625V pour avoir nos 50V)
Mais ça demande quand même 175k de charge et on est limité à 220k de fuite de grille sur les KT en polar fixe ===> la charge dynamique (98k) est trop faible et la correction demanderait 560V de B+

Il faut donc un driver en suiveur derrière le Schmitt ..

Les actions du cathodyne remontent encore d'un cran .

A+

[Arzens]

Les actions du cathodyne remontent encore d'un cran .

Oui pourquoi pas ... mais c'était pour explorer une autre direction... et il reste l'ECC81 en embuscade non ? Je ne sais pas si elle a un équivalent russe ??? Je dois en avoir encore une dizaine en NOS... mais

[Arzens]

Bonjour à tous,

Je dois réaliser une alim négative pour la polarisation de mes tubes de puissance...

Attention : les courants modulés par cet étage vont se refermer à travers cette alimentation négative, qui devra donc avoir un condensateur de découplage de grande qualité, implanté au plus près de l'étage...

Normalement cette alim négative se place au milieu des deux résistance de 220kO se trouvant dans les grilles des tubes de puissance et leurs sommes à cet endroit est normalement nulle si le déphaseur fait correctement sont travail, donc pour moi une simple capa de 470µF/63volts me semblait suffisant...
Comme sur le schéma que j'avais posté sur le cathodyne de l'EL34

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[trappeur]

Arzens ,
Il est très dangereux ton schéma d'alim négative en cas de mauvais contact du curseur du pot...

[francis ibre]

Bonjour,

d'accord avec trappeur.

Je me rends compte que j'ai commenté l'alimentation négative des grilles de l'étage de puissance, alors que ma remarque visait l'alimentation négative de l'étage déphaseur !

Je suis donc "à côté de la plaque"... désolé...

Francis

[Arzens]

Arzens ,
Il est très dangereux ton schéma d'alim négative en cas de mauvais contact du curseur du pot...

Oh la boulette !
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Oui Oui bien sûr, les résistances sont raccordées coté négatif et pas coté masse, je refais le schéma et je le poste ! Merci à vous deux pour votre vigilance.

Un petit schéma peut être pour un schmitt bien gaulé ?

[Arzens]

Erreur : mauvaise interprétation des caractéristiques !
La 6N2P est contrôlée avec Ua = 200 V et polarisation Ugk = –1 V, et en ce point seulement, on trouvera un courant de 2,3 mA et une pente de 2,25 mA/V...
Mais si on la mesure comme une ECC83, c'est à dire sous Ua = 250 V et Ugk = –2 V alors on trouveras 1,25 mA et une pente de 1,6 mA/V !!! comme une ECC83...

Et si on "superpose" les deux réseaux, on voit tout de suite qu'ils coïncident...

Effectivement je me suis fié au tableau du haut dans le doc ci-joint, c'est piégeux si l'on ne se reporte pas aux courbes du bas ! Ca m'apprendra !
Merci Françis !
A+

Fichiers joints

vm345.pdf Doc sur la 6N21p et l'ECC83Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(122 Ko) Téléchargé 6 fois

[Arzens]

Voici le schéma définitif de l'ampli EL34 en cathodyne.

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Je vais faire quelques mesures supplémentaires ce matin, je pense y avoir été un peu fort avec la cellule RC en // de ma résistance d'anode de l'EF86... A partir de quelle fréquence doit-on atténuer ?

Bien que... je viens de faire les calcul de la résistance équivalente (et du % d'atténuation induit) de différents montages connus (Mullard, Dynaco, Kits LED, etc...) et je trouve que je suis plutôt pas mal finalement ... mais ça joue forcément sur la bande passante !

[banzai]

Bonjour,

EL 34: la suppresseuse reliée à la grille d'entrée ?

potar alim négative toujours curseur en l'air en cas de blème ?

[Arzens]

Bonjour,

EL 34: la suppresseuse reliée à la grille d'entrée ? Oui c'est une grosse erreur de plus mais la réalité est autre ! elle est bien sur la cathode !

potar alim négative toujours curseur en l'air en cas de blème ?

Sur ce schéma, si le curseur ne touche plus je perds juste l'équilibrage mais c'est tout....

[francis ibre]

Bonjour Arzens,

avant de parler de choses plus sérieuses, juste un détail : il faut installer une résistance de "fuite de grille" pour la EF86, parce que le potentiomètre ne suffit pas !
En cas de contact erratique (ça finit toujours par arriver) du curseur du potar, la grille se trouverait en l'air... débit de courant non contrôlé = tube EF86 grillé... conséquence : sa tension d'anode grimpe au +HT = tube suivant grillé lui aussi... (liaison directe...).

A partir de quelle fréquence doit-on atténuer ?

Ce n'est pas la bonne question !
Voici pourquoi, avec ce petit graphe qui vaut plus qu'un grand discours :
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J'ai tracé en bleu la réponse fréquentielle d'un ampli à tube, en boucle ouverte, c'est à dire SANS aucune contre-réaction, et sans correction fréquentielle.
Le gain en boucle ouverte Gbo est ici de 53 dB.
Tu peux voir que l'atténuation "naturelle" du circuit commence vers 30 kHz (à –3 dB) avec une pente qui est d'abord au premier ordre (effet d'une capacité parasite à l'entrée d'un étage) suivie d'une résonance (transfo de sortie) puis une pente du second ordre due au fait que la réponse du transfo intervient aussi.

Si tu appliques sur ce circuit une contre-réaction globale, ramenant le gain (en boucle fermée cette fois, donc Gbf) à 30 dB, tu obtiens cette fois - courbe rouge - une coupure haute vers 100 kHz... mais... cette coupure est située là où la pente d'atténuation est du second ordre donc –12 dB/oct...
Par conséquent, la tension en sortie de l'ampli est déphasée jusqu'à 180° par rapport à la tension d'entrée : il y a risque d'instabilité, donc entrée en oscillation de l'ampli !

Je rappelle qu'une rotation de phase sortie/entrée supérieure à 90° fait que le signal de contre-réaction, au lieu d'être soustrait du signal d'entrée, lui sera ajouté !
On va donc augmenter le gain au lieu de le réduire, d'où le démarrage en oscillation entretenue, juste à la fréquence de coupure...

Ici dans l'exemple tracé, on est au tout début de la pente d'ordre deux, la rotation de phase sera d'un peu plus de 90°, donc le risque d'instabilité est faible... tant qu'une charge un peu trop capacitive ne vient pas augmenter cette rotation de phase !
Il ne faut pas jouer à ça, c'est très risqué...

Si maintenant tu ajoutes le réseau RC en parallèle sur la charge d'anode du tube d'entrée, tu introduis volontairement un pôle d'atténuation placé... judicieusement !
C'est la courbe verte, qui montre une coupure en boucle ouverte de 10 kHz (au lieu de 30...)
Il faut observer l'intersection de cette courbe verte avec la rouge : le point d'intersection est placé cette fois sur une pente d'atténuation du premier ordre, et c'est ça qui change tout.
En effet, cette fois la rotation de phase sera forcément inférieure à 90° et tout risque d'instabilité est supprimé...

Objectif : placer la coupure du RC de manière à ce que cette intersection se fasse sur une pente d'ordre 1.

La fréquence de coupure de l'ampli "fini" avec sa CR est maintenant de 45 kHz.

Des questions ?

Francis

[trappeur]

Salut Francis ,
Excellent !!
Point qui n'est que très rarement abordé sur le cumul des coupures ..

Edit :
@Arzens : ton circuit de polar est moins dangereux mais à mon avis ton réglage ne fonctionne plus

A+

[jimbee]

Ouais, avec 23 dB de contre réaction sur un ampli à tubes, faut quand même y regarder de près.

ps : quel serait le taux de cr applicable à cet ampli en ciblant une sensibilité d'entrée vers 1V ?

[trappeur]

Salut Jimbee ,

23dB c'est beaucoup on est d'accord la dessus , mais les transfos Millerioux sont connus pour permettre çà assez facilement .
Maintenant , en procédant dans le bon ordre on aurait dû se préoccuper de ce taux avant de fixer définitivement l'étage d'entrée..

A+

[Arzens]

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Comme indiqué plus haut dans un post, j'ai fait le choix d'un taux de CR global de 6dB.

Dans l'exemple de Francis, on voit bien que la courbe rouge, placée assez bas par rapport à la courbe bleu ou verte (-23dB) n'est pas perturbé par notre correction RC dans la bande audio 20Hz-20kHz.

Hors moi, dans mon cas avec seulement 6dB de CR, le filtre RC (140k//100pF) dans l'anode de ma EF86 va venir impacter la réponse en fréquence dans la bande 20Hz-20kHz..., ce n'est pas énorme => -1dB à 10kHz et -2dB à 20kHz. C'est la raison qui m'a fait dire qu'il fallait que je corrige un peu ce filtre pour décaler la Fc de celui-ci vers la droite...

Par contre du coup   , j'ai bien

l'intersection de cette courbe verte avec la rouge : le point d'intersection est placé cette fois sur une pente d'atténuation du premier ordre

Car effectivement le croisement est très tôt, trop tôt !

[Arzens]

ps : quel serait le taux de cr applicable à cet ampli en ciblant une sensibilité d'entrée vers 1V ?

En reprenant les post plus en amont j'ai fait le calcul du taux de CR de cet ampli en donnant tous les éléments de calcul et la méthode appliquée.

[francis ibre]

Bonsoir Arzens,

tant qu'on n'a pas la réponse en fréquence en boucle ouverte, on ne peut pas dire si une CR de 6 dB est correcte, suffisante ou pas...
Et on ne sait pas dire non plus si la coupure de la réponse en boucle fermée se fait sur une pente de 6, 12 ou autre...

J'ai tracé un exemple (volontairement assez scabreux) mais ce n'est sûrement pas applicable directement à ton ampli, dont je ne connais pas les caractéristiques du transfo de sortie...

Francis

[Arzens]

tant qu'on n'a pas la réponse en fréquence en boucle ouverte, on ne peut pas dire si une CR de 6 dB est correcte, suffisante ou pas...
Et on ne sait pas dire non plus si la coupure de la réponse en boucle fermée se fait sur une pente de 6, 12 ou autre...
Francis

Bonsoir Francis, j'ai quelques trucs qui me chiffonnent...
Effectivement il me faudra mesurer la réponse en fréquence de mon ampli de façon précise mais, sans être allé au bout de la bande de fréquence (20hZ- 100kHz...), j'ai tout de même fait une mesure sur la bande audio avant de câbler la CR et avant le filte RC sur l'EF86. J'avais une réponse plate entre 20Hz et environ 25kHz (je ne me souviens plus exactement...peut être plus ???).
Ensuite j'ai calculé une CR (de 6dB sur les conseils de R.Bassi.... voir post antérieur) et aussi afin de pouvoir "obtenir" avec 0,7 Veff la puissance max de mon ampli...

J'ai ensuite placé mon filtre RC sur mon EF86 et maintenant je n'ai plus une réponse plate sur la bande 20Hz-20kHz, j'en conclu, peut-être à tort, que mon filtre RC est venu perturbé ma réponse en fréquence car ma tension de sortie (au borne de ma charge de 8 ohms) chute comme décrit plus haut (-1dB à 10kHz et -2dB à 20kHz). Si je calcule l'impédance équivalente à 20kHz du filtre RC et de la résistance d'anode je trouve 73 kO (au lieu de 110kO) soit une baisse de 33%. Donc pour moi, c'est l'effet de mon filtre RC que je retrouve en sortie de mon ampli et je pense donc avoir une pente à 3dB... me trompe je ?  

Ensuite lorsque je regarde les montages Mullard avec EF86, je vois un filtre RC de (47pF//4,7k) en // de ma résistance d'anode de mon EF86 de 100k. L'impédance équivalente de tout ce petit monde à 20kHz est de 63kO donc une baisse de 36%.
Autre exemple, dans un montage Dynaco , j'ai un filtre RC de (82pF//62kO) en // de la résistance d'anode de 82kO. L'impédance équivalente à 20kHz de cet ensemble est de 54kO, soit une baisse 34%.

Sans connaitre la bande passante de ces amplis ni le taux de CR, je peux tout de même penser que leur gain à 20kHz devait être différent de celui à 1kHz... juste au vue de l'impédance équivalente dans l'anode de l'EF86 non ?  

[francis ibre]

Bonsoir Arzens,

le taux de CR appliqué sur les montages Mullard était largement plus de 6 dB.

Le réseau RC fait effectivement chuter le gain en boucle ouverte, de l'ordre de 3 dB à 20 kHz comme tu l'as calculé, ça me parait réaliste.
Mais ça ne se retrouve pas sur la réponse en boucle fermée, lorsque le taux de CR est assez élevé : revois mon exemple, avec un RC qui coupe dès 10 kHz (en BO) et pourtant une réponse (en BF) qui monte à 45 kHz.

Bien sûr, toujours dans mon exemple, avec seulement 6 dB de CR on aurait la coupure haute à peine à 20 kHz...
Mais dans ce cas, on n'aurait PAS BESOIN du correcteur RC, puisque la coupure aurait lieu sur une pente d'ordre 1 !

Et je ne serais pas étonné que tu sois dans ce cas : faible taux de CR, coupure en BF au premier ordre vers 30-35 kHz = tout va bien, pas besoin de RC !

Francis

[Arzens]

Bonsoir Arzens,
Mais ça ne se retrouve pas sur la réponse en boucle fermée, lorsque le taux de CR est assez élevé : revois mon exemple, avec un RC qui coupe dès 10 kHz (en BO) et pourtant une réponse (en BF) qui monte à 45 kHz.
Francis

Ok, je n'avais pas fait attention à la valeur du début de coupure, je pense avoir compris le principe, je me colle aux mesures dans l'AM si possible... Merci !

[Arzens]

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Il faut observer l'intersection de cette courbe verte avec la rouge : le point d'intersection est placé cette fois sur une pente d'atténuation du premier ordre, et c'est ça qui change tout.
En effet, cette fois la rotation de phase sera forcément inférieure à 90° et tout risque d'instabilité est supprimé...

Objectif : placer la coupure du RC de manière à ce que cette intersection se fasse sur une pente d'ordre 1.

Bonjour à tous,

J'ai finalement pu faire mes mesures en boucle ouverte et avec ma CR de 6dB (j'ai débranché la correction RC de l'anode de mon EF86)
La fréquence est en kilo Hertz
Les colonnes BO et CR donne le gain (en dB) calculé du rapport Vs/Ve et l'on voit bien que j'ai une CR de 6dB (différence à 1kHz entre gain en BO et gain avec CR...)

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Donc comme l'indique Françis, j'ai bien un croisement à 150 kHz de ma courbe boucle ouverte et de ma courbe avec CR...Si je regarde dans mon tableau j'ai entre 100 et 200kHz une pente de -14dB en boucle ouverte et une pente de -6 dB avec la CR (différence des gains dans le tableau => 22,5-16,5 = 6) mais j'en fais quoi de tout ça ?

[Arzens]

Voici une photo à 150kHz de ma tension d'entrée et de ma tension de sortie (sans CR). Il est facile de voir que nous ne sommes pas loin du déphase de 180 degrés...
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