Re: Millerioux AH26B et KT66

[Cl57]

Coucou à tous,

J'insiste sur la linéarité de 6SN7, ou 6J5, bien meilleure que les ECC82. Un autre avantage du Williamson est l'attaque des tubes de puissance par un montage symétrique à relativement basse impédance, l'écrètage sera plus soft, s' il y en a sur les pointes de puissance.

Le J3133 dispose d'un enroulement 70V, parfait pour alimenter la temporisation; l'enroulement HT présente 3 sorties de 170 à 210V. En plus, il sera possible j'ajuster la valeur de la HT en jouant, modérément, sur la valeur des capacités du doubleur et d'une résistance de quelque dizaine d'Ohms dans le circuit d'alimentation du doubleur.

Puisque la self de filtrage est disponible autant l'utiliser. En sortie de la self, une capa de 100 micro sera la bien venue pour le découplage des deux voies.

Les AH 26B sont compatibles avec 450v de HT, l' isolation du transfo étant testée, minimum, à 2U+1000 soit 1800V.

Dans le schéma d'origine, la polar est automatique, réglable en valeur et égalité des courants mesurés sur les deux demi-primaires du TS, quoi de mieux !
Clt

[trappeur]

Salut à tous ,

Un avis sur les 12AU7 , j'en utilise en driver sortie cathode , il n'y a qu'une zone vraiment linéaire sur le graphe mais elle est assez large donc très efficace : Vgk =-8V (avec les anciennes ) et au dessus de 2,5mA .
Excellentes vers 5mA et pour des valeurs de charges assez variables.

J'utilise aussi des 6SN7 KR en driver avec résultats très voisins des 12AU7 , par contre les 6SN7 proposent beaucoup plus de possibiblités de polarisation et de valeurs de charge.

12AU7 et 6SN7 en driver cathodyne ===>excellents résultats garantis .

Quant au schéma Williamson : un déphaseur cathodyne suivi d'un ampli de tension demande une CR classique élevée , ce n'est pas le meilleur choix , autant utiliser le cathodyne en attaque directe du push avec l'ampli de tension devant , la 6SN7 en cathodyne avec B+ disponible à 450V peut faire ça facilement.

Il faudra à minima 38V crête (76Vcc) de swing pour l'attaque des KT66 en UL ===> une petite estimation de la répartition des gains en tension serait bienvenue , on pourrait choisir les tubes et les schémas , et le taux de CR .

On pourrait aussi envisager d'utiliser une Cdiff en lieu et place d'une CR , auquel cas pas de perte de gain liée à la CR .

A+

[Cl57]

Trappeur a écrit"Quant au schéma Williamson : un déphaseur cathodyne suivi d'un ampli de tension demande une CR classique élevée"
Pourquoi, ça mérite une explication !

[trappeur]

Salut CL57 ,

Simplement parce que le cathodyne fournit intrinsèquement des alternances rigoureusement égales en amplitude et que le faire suivre par deux triodes amplis de tension va forcément abimer cette belle rigueur .

Alors que mettre l'ampli de tension devant et attaquer le push directement depuis le cathodyne ,ce que le cathodyne permet grace à ses impédances de sortie , permettra de maintenir l'égalité des amplitudes sur les deux signaux symétriques .

Maintenant on doit parfois déséquilibrer le déphaseur pour équilibrer le push (en cas de déséquilibre des pentes des tubes du push) , mais dans ce cas on ne choisira pas un cathodyne , quasiment impossible à désiquilibrer sans tout casser , car le fonctionnement correct du cathodyne ne s'obtient qu'avec une égalité parfaite des charges de plaque et de cathode .

Mais si on fait le choix d'une Cdiff , tous ces petits défauts s'effaceront sans efforts.


A+

[g2fl]

Bonjour, temps 1 des réponses.

En pièce jointe, débat entre 12AU7 et 6SN7 - 6CG7 vu en 1958. C'est du brut de décoffrage car l'auteur considère les drivers en tant que tel. Nous avions montré par le calcul, puis validé sur maquette, la compensation qui existe entre les distorsions d'ordres pairs des drivers (cf § 10.3 au chapitre 10).

De fait, le mécanisme est en deux temps, une compensation entre le pilote et l'étage de puissance qu'il alimente, exactement à la façon de ce qui se fait dans un amplificateur SE. Puis la compensation entre les deux voies du push-pull, drivers intégrés.

Dès lors, des distorsions plus élevées d'un driver 12AU7 ne sont-elles pas préférables pour profiter d'une plus grande capacité à compenser les distorsions de chacune des tétrodes du push-pull. Heathkit qui préférait 12AU7 avait peut-être ses raisons au-delà du prix d'une 12AU7 plus élevé que celui d'une 6CG7.

La chose devient compliquée, en tout cas plus que la seule mesure du pilote pris isolément.

Cordialement.

Fichiers joints

Distortion in Audio Phase Inverter and Driver Systems_W B Bernard in IRE, march 1958 .pdf Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(3.3 Mo) Téléchargé 11 fois

[g2fl]

Bonjour, temps 2 des réponses.
Etage de tension en amont d'un cathodyne qui pilote le push-pull est totalement sous optimal. Ne serait-ce que pour la stratégie de compensation des distorsions exposées dans le message précédent. Et pour d'autres encore.
Williamson, dans sa synthèse de choses souvent décrites avant lui, avait tout juste. Point barre.

[g2fl]

Réponses, temps 3.
Le schéma de polarisation du push-pull par Williamson lui est antérieur. Il ne fonctionne qu'en classe A, ce qui était le fonctionnement des KT66 en triode chargées par 10 kohms entre plaques. Cette analyse étant dite, le schéma est malin.

[trappeur]

Salut à tous ,

@g2fl :

Je suis d'accord avec la description que tu fais des possibilités de compensation dans la succession des étages , je l'ai pratiquée , mesurée et même optimisée par ajustement précis des points de fonctionnement  .

Mais tout ça ne tient pas dans le temps, au mieux 300 ou 400 heures , ensuite c'est le contrôle par la CR qui fait tout le boulot . Et je répète que le schéma Williamson réclame un CR élevée avec des tétrodes , et je ne trouve pas qu'il soit si malin que ça , sa stabilité délicate est notoire et toutes les versions modernisées sont meilleures que l'original .  

Le simple fait de placer le cathodyne en fin de chaine d'amplification , juste avant le push , améliore la stabilité et le résultat final en permettant un taux de CR plus bas .

J'en ai construit 11 sur ce même schéma et j'ai toujours fini en inversant les étages , mais peut être que je n'avais pas les transfos qui supportaient le  taux de CR nécessaire.

Qu'entends tu exactement par "sous optimal" ??

Parce que je crois que c'est justement le schéma original qui n'est pas optimal .

A+

[g2fl]

Le montage de Williamson peut être instable comme tout montage qui installe en série 3 constantes de temps aux fréquences les plus basses et 4 aux fréquences les plus élevées.

D’autant plus avec 20 dB de CR. Pourtant, D.T.N. Williamson avait pris quelques précautions. Du côté des TBF, en écartant tout découplage dans les cathodes. Pas nécessairement critiques mais toujours perturbants. Aux fréquences élevées, le fonctionnement sous fort courant des étages de tension élargissait leur bande passante.

Il avait également insisté sur la performance du transformateur de sortie. Et il en est resté là pour sa description originelle. Ce n’est que dans des écrits ultérieurs qu’il a ajouté un circuit correcteur de phase sur la plaque du premier étage.

Le montage n’est pas plus critique que ça dès l’instant où sont respectées les bonnes règles qui sont, de mémoire, postérieures à la fin 1947. Certains sont allés plus loin en installant une boucle de CR locale englobant le push-pull et les pilotes. Des schémas de principe circulent mais la mise en œuvre est fort complexe.

[trappeur]

Re Gérard ,

En relisant le tout je dois compléter un oubli , outre le fait que mes premières versions étaient à base d'EL34 , je n'ai eu des KT66 que pour mes derniers exemplaires , je dois signaler que mes étages PP étaient toujours en classe AB , sauf pour les tous premiers, et dans ces schémas en AB , la comprensation est beaucoup plus faible et l'exigeance d'égalité des swings entre les signaux d'attaque déphasés est totale .
Ce qui n'est pas le cas en classe A .
On sait que ça joue beaucoup sur le taux de CR nécessaire .

Depuis un certain temps, je selectionne les schémas qui permettent le plus de liaisons directes possibles , ne nécessitent pas de tubes appariées et je noublie jamais la Cdiff .
J'en oublie presque les problèmes et le calcul des circuits de CR et autres compensations en tous genres.


A+

[Christian C]

Bonsoir,

J'avoue être dépassé par les derniers messages (par manque de connaissances) Mais suis très honoré de la discussion !!
Mes contraintes (KT66, TA et TS Millerioux,...) sont peut-être trop élevées ?

Bref, quel schéma choisit-on ?  Williamson original, ou version plus tardive ?
J'avais choisi ce schéma pour sa CR de 20dB.  (par rapport à 0 pour le montage de Tony et trop de gain pour le Mullard...)
On peut encore changer, puisque je n'ai encore rien commencé ...

Quelqu'un aurait un schéma Williamson amélioré et plus stable ?

D'avance merci,
Christian

En annexe encore un autre schéma du net...[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

[fyl]

Mes contraintes (KT66, TA et TS Millerioux,...) sont peut-être trop élevées ?

Pas du tout. Les KT66 sont parmi les meilleurs tubes de puissance existants, les transfos Millerioux de très bon niveau. Le seul truc qui me chiffonne est le TA qui oblige d'utiliser un doubleur mais on peut faire avec.

Bref, quel schéma choisit-on ?  Williamson original, ou version plus tardive ?

Je partirais sur la version '49 en soignant particulièrement la partie alimentation. Utiliser un doubleur peut très facilement amener de la ronfle à 50 Hz.

Quelqu'un aurait un schéma Williamson amélioré et plus stable ?

Le site Dalmura réunit à peu près tout ce qui a été publié sur le Williamson et ses dérivés.

Le '49 est impec et peut très difficilement être amélioré sans en changer l'esprit. La stabilité est conditionnée par la qualité des transfos et du câblage.

Le seul truc que je tenterais éventuellement serait la modif Keroes, à l'origine pour sa version avec des 807.

Il ajoute un 500 µF en découplage de cathode sur le final, ce qui augmente le gain et diminue bruit comme disto.

Jamais essayé sur un Williamson mais peut donner d'excellents résultats.

La modif est réversible en quelques secondes, sans laisser de traces, et un elco de 470 µF / 50 ou 63 V de haute qualité genre Elna RFS (hors fabrication mais des stocks existent) ne coûte qu'une poignée de roros - €6,34 pièce chez les Banzai Music, plus port.

[Christian C]

Bonjour,

Le condensateur de 470 µF n'est-il simplement pas un condensateur de découplage de la (des)résistances de cathode ?
Merci,
Bien à vous,

[tron_ic]

Bonjour à tous,bonjour fyl,

Le site Dalmura réunit à peu près tout ce qui a été publié sur le Williamson et ses dérivés.

Whaou! merci pour ce lien qui regroupe un nombre impressionnant de données et de schémas sur le Williamson !

Le '49 est impec et peut très difficilement être amélioré sans en changer l'esprit. La stabilité est conditionnée par la qualité des transfos et du câblage.

A l'occasion tu pourrait s'il te plait nous pointer directement cette version.

D'avance je te remercie. Salutations. Tony

[g2fl]

Bonjour. Une dernière pour la route.
Une évaluation rapide des alimentations indiquerait que 430 V de tension continue peuvent être récupérés d'un redressement par un doubleur de Latour sur l'enroulement 210 V. Ce qui laisserait 30V pour la chute dans la self de filtrage. La résiduelle à 100 Hz se situerait à 3,5%, soit 15,5 V efficaces.
Qu'il faudrait ramener en-dessous de 100 mV par la cellule de filtrage self + condensateur en aval.
Cordialement.

[fyl]

Le condensateur de 470 µF n'est-il simplement pas un condensateur de découplage de la (des)résistances de cathode ?

Voui, c'est ce que j'ai écrit.

[fyl]

A l'occasion tu pourrait s'il te plait nous pointer directement cette version.

Pp. 14 et suivantes dans la compilation Wireless World de 1952

[Vous devez être inscrit et connecté pour voir ce lien]

L'article seul paru dans WW en août 1949
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir ce lien]

[trappeur]

Salut à tous ,

La première étape est de choisir la polarisation et le mode de fonctionnement de l'étage de sortie :
Dans les schémas présentés on est soit en triode (qui fournit 15Weff) soit en UL (qui peut fournir 30W) dans les deux cas le swing nécessaire est autour de 38V crête .

Dans les étages de tension cascadés , la version à ECC82 est à la peine , l'admission grille du 2ème ampli de tension est insuffisante .

Le bon choix est la 6SN7 , mais même là , la répartition des gains est à revoir .

Le gain en BO devra faire dans les 120 , (41dB) , compter au moins 16dB de CR (ça va s'entendre) , et ne pas faire fonctionner avec la CR débranchée sous peine de saturation violente .

Les commentaires élogieux sur cet ampli datent de la fin des années 1940 ....on n'avait pas encore vus les amplis des années 1950 !!

A+

[Christian C]

Bonjour,

J'ai fait un essai de mise sous tension du TA
Je l'alimente via un "Variac"
Le doubleur est constitué de 2 condensateurs de 100µF, puis la self, et puis un condensateur de 330µF

J'ai chargé le circuit avec des résistances pour avoir 2500 ohm

On obtient assez rapidement 500V...
Voici une photo de l'un des essai. La chute de tension dans la self est de 17.5V pour 90 ohm mesuré  (195 mA)
En entrée du transfo : 193VAC pour 474VDC sur les résistances...
Quand ce sera du 230V en entrée, cela va dépasser les 500VDC ?

Bien à vous,[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

[Cl57]

Coucou !
Que voila un beau montage d'essais !
Quelle sortie HT est -elle utilisée, je suppose que c'est la sortie 210V; Dans ce cas passe sur 170V et monte la tension alimentation à 220V avec le Variac; ça donne quoi en sortie CC ,
On doit pas être loin de 450 V ???
A +

[Christian C]

Oups,

En effet. En raccordant sur le plot 170V, avec 230V en entrée, j'obtiens 455VDC en sortie (toujours en charge 2500 ohm)

Donc, on ne devrait pas avoir de problème pour obtenir les 450V (ou plus) avec la charge nominale des 2 amplis.

Pour la tension d'ondulation, je mesure au multimètre 0.3 à 0.4V, mais la mesure n'est pas stable.  
Il faudra que je vérifie à l'oscillo via un diviseur de tension.

Bien à vous,

[fyl]

Pour la tension d'ondulation, je mesure au multimètre 0.3 à 0.4V, mais la mesure n'est pas stable.  
Il faudra que je vérifie à l'oscillo via un diviseur de tension.

PSUD2 est notre ami

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[Christian C]

Bonsoir fyl,

Merci pour votre lien.

Avant de télécharger, y a-t-il des subtilités pour faire fonctionner le programme ?

D'avance merci,

Christian

[Cl57]

Re-coucou,
Bon je ne m'étais pas trompé de beaucoup 455 pour 450 V estimé !
Ondulation 0,3/0,4 Volt me semble tout à fait acceptable pour un étage de sortie PP.
Williamson ou pas?
Si Williamson, faudra regarder l'ondulation sur l'anode première 6SN7, ce n'est en rien critique à ce stade. Bonne soirée.

[fyl]

Avant de télécharger, y a-t-il des subtilités pour faire fonctionner le programme ?

Rien de spécial, si ce n'est qu'il ne connait que la virgule comme séparateur décimal (accepter également le point est en demande depuis la nuit des temps) et rote des messages d'erreur sans autre effet sur les configs un peu trapues avec prises de courant. C'est normal, c'est anglais.

Oh, et il a du mal avec les répertoires : si on ne loge pas toutes les simuls là où il veut, c'est à dire sous C:\Users\GentilUtilisateur\AppData\Roaming\psud\examples, il ne les retrouve pas quand on tente de les ouvrir par double clic, il faut aller à la pèche. Et puis les fichiers de redresseurs postés par des utilisateurs sont une mare à neuneuteries, où Jean-Kévin contribue au bordel ambiant avec du nimp histoire de démontrer son incompétence crasse. Et puis...

[g2fl]

Bonsoir,

La performance de conversion du courant alternatif 230 V en courant continu est exceptionnelle. En passant à 230 V au primaire, la tension efficace à vide au secondaire 170 V passe à 177,7 V qui font une tension crête à vide de 251,3 V qui est la tension maximale atteignable. 455 V en courant continu en sortie du filtrage par la self font un courant de 182 mA, courant qui provoque une chute de tension de 16,4 V dans les 90 Ω de résistance du bobinage de la self. La tension après le redressement en doubleur est donc de (455 + 16,4) = 471,4 V à répartir en 2*235,7 V.

Le coefficient de conversion, tension continue divisée par tension crête à vide, est alors de 235,7/251,3 = 0,94. En allant à l’abaque de Shade qui va bien : redressement mono alternance + coefficient RCω = (2500 +90)Ω × 100µF × 2π×50 Hz = 81,4, on peut déterminer le rapport ρ/Rl, résistance équivalente au secondaire du transformateur divisée par la résistance de charge.

Difficile car l'échelle est bien dilatée dans cette zone mais 0,4% est sûrement pessimiste mais réaliste. Soit D’où ρ = résistance équivalente au secondaire du transformateur inférieure à 11 Ω. En imaginant primaire et secondaire bobinés avec le même fil, 6,2 Ω au primaire que je rapproche des 8 Ω du transfo F3211 - 150 VA que j'avais utilisé par ailleurs (190 VA pour J3133B)  

Ma première estimation était à côté de la plaque parce que j'avais été pessimiste en prenant ρ/Rl à la valeur plus habituelle de 7%. Et la configuration simple des bobinages peuvent, a posteriori, expliquer l'erreur. Les enroulements d'un doubleur sont très performants quant à la résistance équivalente globale

En poursuivant la logique, à la consommation maximale de 300 mA, Rl se situera vers 450 V/ 300 mA = 1,5 kΩ. Les coefficients déterminants passeront, ρ/Rl à 0,08 et RCω à 50, pour un facteur de conversion à 0,95. VHT après redressement escomptée à 456 V, 430 V après filtrage.

Les très faibles résistances du transformateur vont laisser des courants de redressement plus élevés, 3,5 fois l'intensité moyenne soit 1,05 A pour la valeur efficace, 12 fois pour la valeur en crête soit 3,6 A. Les diodes silicium tiennent aisément les courants crête mais une 1N4007 sera un peu juste pour l'intensité efficace.

Suis impressionné par ce doubleur.

[Christian C]

Bonsoir,

Travaillant dans l'industrie lourde, j'ai souvent l'occasion de récupérer des composants électroniques neufs. Parmi eux des condensateurs...
Par ex. "Aerovox" sur les variateurs Siemens, ABB ou GE.

Donc, pour mon autre ampli Circlotron, il y a aussi des doubleurs de tension.
J'avais opté pour des 390µ pour le doubleur, puis une résistance de 12 ohm (ridicule), puis des condensateurs de 2000µ.
Pour les diodes : BY255
Pas un soupçon de ronflette dans les HP. C'était en 1998...

Dans ce cas-ci, pour une seule alim (mais avec une self) Puis-je faire la même chose ?
Je pose cette question pour savoir si des valeurs trop élevées de condensateurs ne deviendraient pas néfastes pour le rendu final.

Bien à vous,

[g2fl]

Bonsoir,

100 micros derrière les diodes est bien, suffisamment pour que la valeur moyenne rete à peu près stable entre courants au repos et courant à pleine puissance. Plus serait inutile, voir gênant.

330 micros derrière la self aura 2 mérites, réduire la ronflette et limiter les surtensions au démarrage.

On pourrait y regarder par la simulation mais pour cela il faut des éléments : résistance des enroulements au primaire et au secondaire du TA, inductance et résistance de la self.

Cordialement.

[g2fl]

J'oubliais. Le condensateur de 330 micros est isolé du TA, des diodes et des 100 micros. C'est lui qui fournit le courant variable que demandent les amplis. Une valeur élevée est bien pour cela.

[Christian C]

Bonjour,

Voici les mesures,

R prim TA = 4.2 ohm
R sec TA = 7.2 ohm

R self = 88.9 ohm
Inductance self : 8H à 200mA et 6H à 300mA

Merci,
Bien à vous,

[Christian C]

J'ai retrouvé des résistances pour faire les tests du TA à 300mA

Voici les résultats :

Ventrée = 230Vac
Vplot 170V = 179Vac

Chute de tension sur la self = 29,5V
Vdc sur les résistances de charge = 409V

J'ai essayé de mesurer la tension d'ondulation à l'oscillo : j'obtiens 70mV crête à crête
Cette mesure est difficile, car la tension continue varie de 408 à 410 en fonction du réseau domestique.
Quand je place l'oscillo en AC, la trame monte et descend tout le temps...

Bien à vous,

[fyl]

R sec TA = 7.2 ohm

Vous êtes sûr de la mesure ? Ce ne serait pas plutôt 72 ohms ?

Il faudrait aussi les tensions à vide, transfo non connecté aux secondaires.

[g2fl]

@Christian,
Merci pour les mesures. Je les exploitera mardi à mon retour.
Les valeurs des résistances des enroulements du TA sont cohérentes avec les mesures sur maquette. Ce transfo spécifique à un redressement par doubleur est étonnant.
Cordialement.

[Christian C]

Bonjour,

Le secondaire fait bien 7.2 - 7.3 ohm. Logique (?) car cet enroulement représente plus de 2/3 des 190VA.

Tension à vide sur le plot 170V : 187.2V pour tension entrée 230V (qui est gravé 220V) voir photos du TA sur posts précédents.

Bien à vous,

[fyl]

Le secondaire fait bien 7.2 - 7.3 ohm. Logique (?) car cet enroulement représente plus de 2/3 des 190VA.

OK. Les Millerioux se sont bien éclatés à la conception. Vraiment optimisé pour du silicium avec ou sans doubleur mais à utiliser en douceur : le courant au démarrage ne sera quasiment pas amorti.

[Christian C]

Bonjour,

Voici le résultats des tests au lampemètre des 6SN7GT.
Bien à vous,[url=https://servimg.com/view/20190675/10][img][Vous devez être inscrit et connecté pour voir ce lien]
[url=https://servimg.com/view/20190675/9][img][Vous devez être inscrit et connecté pour voir ce lien]

[Christian C]

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[Christian C]

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[trappeur]

Salut à tous ,

Voilà le schéma que je ferais (que je proposerais plutôt car je ne le farais pas comme çà pour moi ) pour un Williamson avec les tubes et les transfos proposés, il me plait car il est ultra simple  :

[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

Je vais re vérifier les calculs , on peut attaquer un PP de KT66 en triode ou en UL avec environ 40Vc de swing d'attaque avec 0,2V en entrée et une CR classique  qui peut monter jusqu'à 20dB .

Je pense (et j'ai verifié) que le cathodyne attaquant directement le PP donne un résultat plus stable .(et même plus musical)

Dans le lien posté plus haut (merci fyl) , il est décrit une méthode pour ajuster les swings avec une écoute au casque , cette méthode est basée sur un déséquilibre de l'étage driver double triode .
Cette méthode n'est pas utilisable avec un cathodyne , mais ajuster les swings n'est nécessaire que si le PP ne travaille pas en classe A .
Si le PP est polarisé en classe AB , il faudra égaliser les swings , alors le cathodyne n'est pas le bon déphaseur .(je peux faire un autre schéma .)

A+

[Christian C]

Bonsoir Trappeur et bonsoir à tous,

Je vois que vous rajoutez un étage pour augmenter la sensibilité ?
Sur le schéma Williamson de 1949, on voit une sensibilité de 1.9V "peak".  Ce n'est pas suffisant ?
Ne peut-on pas légèrement diminuer la CR pour augmenter la sensibilité ?
Merci,
Bien à vous,